【正文】 ，如傳感器RAM 讀出地址的自動遞增特征沒有置位（ AI=0），則中斷請求 IRQ 在 CPU第一次從傳感器 RAM 讀出數(shù)據(jù)時就被清除。若自動遞增特征已置位（ AI=1），則 CPU對傳感器 RAM的讀出并不能清除 IRQ，而必須通過給 8279 24 寫入結束中斷 /錯誤方式設置命令才能使 IRQ 變低。因此，在傳感器工作方式中，此命令用來結束傳感器 RAM 的中斷請求。 作為特定錯誤方式的設置命令。在 8279 已被設定為鍵盤掃描 N 鍵輪回方式以后，如果 CPU給 8279又寫入結束中斷 /錯誤方式設置命令（ E=1）。則 8279 的消振周期內(nèi)，如果發(fā)現(xiàn)有多個鍵被同時按下，則 FIFO 狀態(tài)字中的錯誤特征位 S/E 將置位。并產(chǎn)生中斷請求信號和阻止寫入 FIFO RAM。 錯誤特征位 S/E 在讀出 FIFO 狀態(tài)字時被讀出。而在執(zhí)行 CF=1 的清除 命令時被復位。 8279 的 FIFO 狀態(tài)字，主要用于鍵盤和選通工作方式，以指示 FIFO RAM 中的字符數(shù)和是否有錯誤發(fā)生，其字位意義如下： Du S/E O U F N N N Du： Du=1 顯示無效 S/E：傳感器信號結束 /錯誤特征碼 O： O=1 出現(xiàn)溢出錯誤 U： U=1 出現(xiàn)不足錯誤 F： F=1 表示 FIFO RAM 已滿 NNN： 為 FIFO RAM 中的字符數(shù) 對 FIFO RAM 的操作可能出現(xiàn)兩種錯誤：溢出和不足。當 FIFO RAM已滿時，若其它的鍵盤數(shù)據(jù)企圖寫入 FIFO RAM，則出現(xiàn)溢 出錯誤，狀態(tài)字位 “O” 被置位。當 FIFO RAM 已被清空時，若 CPU 還企圖讀出，則將會出現(xiàn) “ 不足 ” 的錯誤，狀態(tài)字位 “ U” 被置位。 對于狀態(tài)字的 S/E 位，當 8279 工作在傳感器工作方式時，若 S/E=1，表示傳感器的最后一個傳感信號一進入傳感器 RAM。當 8279 工作在特殊錯誤方式時，若 S/E=1，表示出現(xiàn)了多鍵同時下按的錯誤。 當顯示 RAM 由于 “ 各處顯示 “ 或 ” 全清 ” 命令尚未完成時，狀態(tài)字 25 的最高位 Du 被置位。 觸發(fā)電路設計 同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路： 圖 217 是同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路。此電路 輸出可為單窄脈沖，也可為雙窄脈沖，以適用于有兩個晶閘管同時導通的電路。電路可分為三個基本環(huán)節(jié)：脈沖的形成與放大、鋸齒波的形成和脈沖移相、同步環(huán)節(jié)。此外，電路中還有強觸發(fā)和雙窄脈沖的形成環(huán)節(jié)。這里重點講述脈沖的形成、脈沖移相、同步等環(huán)節(jié)。 （ 1）脈沖形成的環(huán)節(jié) 脈沖形成環(huán)節(jié)由晶體管 V4 、 V5組成， V V8 起脈沖放大作用?？刂齐妷?uco 加在 V4 基極上，電路的觸發(fā)脈沖由脈沖變壓器 TP 二次側輸出，其一次繞組接在 V8集電極電路中。當控制電壓 uco=0時， V4截止。 +E1（ +15V）電源通過 R11供給 V5一個 足夠大的基極電流，使 V5飽和導通，所以 V5的集電極電壓 Uc5接近于 E1（ 15V）。 V V8處于截止狀態(tài)，無脈沖輸出。另外，電源的 +E1（ 15V）經(jīng) R V5發(fā)射結到 E1(15V),對電容 C3充電，充滿之電容兩端電壓接近 2E1(30V),極性如圖 217。 26 圖 217 同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路 當控制電壓 uco≈ 時， V4導通，Ａ點電位由＋ E1(+15V)迅速降低至 左右，由于電容 C3兩端電壓不能突變，所以 V5基極電位迅速降至約 2E1（ 30V），由于 V5發(fā)射結反偏置， V5立即 截止。它的集電極電壓由 E1（ 15V）迅速上升到鉗位電壓 +（ VD V V8三個 PN 結正向壓降之和），于是 V V8 導通，輸出觸發(fā)脈沖。同時，電容 C3經(jīng)電源 + E R1VD V4放電和反向充電，使 V5基極電位又逐漸上升，直到 ub5 E1 (15V) ，V5又重新導通。這時 uc5又立即降到 E1，使 V7 \ V8截止，輸出脈沖截止。可見，脈沖前沿由 V4導通時刻確定， V5（ V6）截止持續(xù)時間即為脈沖寬度。所以脈沖寬度與反向充電回路時間常數(shù) R11C3有關。 （ 2）鋸齒波的形成和脈沖移 相環(huán)節(jié) 鋸齒波電壓形成的方案較多，如采用自舉式電路、恒流源電路等。圖所示為恒流源電路方案，由 V V V3 和 C2等元件組成，其中 V VS、RP2和 R3為一恒流源電路。 當 V2截止時，恒流源電流 I1C對電容 C2充電，所以 C2兩端電壓 uc為 27 tICICdtICU CCCC 111 111 ??? ? (23) uc按線性增長，即 V3 的基極電位 ub3按線性增長。調(diào)節(jié)電位器 RP2,即改變 C2 的恒定充電電流 I1c,可見 RP2是用來調(diào)節(jié)鋸齒波斜率的。 當 V2導 通時 ,由于 R4阻值很小，所以 C2迅速放電，使 ub3電位迅速降到零伏附近。當 V2周期性地導通和關斷時， ub3便形成一鋸齒波，同樣，ue3也是一個鋸齒波電壓，如圖所示。射極跟隨器 V3的作用是減小控制回路的電流對鋸齒波電壓 ub3的影響。 V4管的基極電位由鋸齒波電壓、直流控制電壓 uco、直流偏移電壓 up三個電壓作用的疊加值所確定 ,它們分別通過電阻 R6 、 R7和 R8與基極相接。 設 uh為鋸齒波電壓 ue3單獨作用在 V4基極 b4時的電壓，其值為 + ////R7 R8uh ue3 R6= R7 R8( ) (24) 可見 uh仍為一鋸齒波，但斜率比 ue3低。同理偏移電壓 up單獨作用時 b4的電壓 u’ p + ////= ( )upu39。p R6 R7R8 R6R7 （ 25） 可見 u’ p仍為一條與 up平行的直線 ,但絕對值比 up小。 直流控制電壓 uco單獨作用時 b4的電壓 u’ co為 ////+ )ucou39。co= R7 R6( R8R6 R8 （ 26） 可見 u’ co仍為與 uco平行的一條直線，但絕對值比 uco小。 如果 uco=0， up為負值時， b4點的波形由 uh+u’ p 確定，如圖所示。當uco為正值時， b4點的波形由 uh+u’ p+u’ co確定。由于 V4的存在，上述電壓 28 波形與實際波形有出入。當 b4點電壓等于 后， V4導通。之后 ub4一直被鉗位在 。所以實際波形如圖所示。圖中 M 點是 V4由截止到導通的轉折點。由前面分析可知 V4經(jīng)過 M 點時使電路輸出脈沖。因此當 up為某固定值時，改變 uco便可改變 M點的時間坐標，即改變了脈沖產(chǎn)生的時刻，脈沖被移相?？梢?，加 up的目的是為了確定控制電壓 uco=0 時脈沖的初始相位。當接阻感負載電流連續(xù)時，三相全控橋的脈沖初始相位應定在α =90o；如果是可逆系統(tǒng)，需要在整流和逆變狀態(tài)下工作，這時要求脈沖的移相范圍理論上為 180o （ 由于考慮α min和β min ,實際一般為 120 o），由于鋸齒波波形兩端的非線性，因而要求鋸齒波的寬度大于 180 o，例如 240 o，此時，令 uco =0，調(diào)節(jié) up的大小使產(chǎn)生 脈沖的 M 點移至鋸齒波 240 o的中央（ 120 o處），對應于α =90o的位置。這時，如 uco為正值，M 點就向前移，控制角α 90o，晶閘管電路處于整流工作狀態(tài)；如 uco為負值， M點就向后移，控制角 α 90 o，晶閘管電路處于逆變狀態(tài)。 （ 3）同步環(huán)節(jié) 在 鋸齒波同步的觸發(fā)電路中，觸發(fā)電路與主電路的同步是指要求鋸齒波的頻率與主電路電源的頻率相同且相位關系確定。從圖可知，鋸齒波是由開關 V2管來控制的。 V2由導通變截止期間產(chǎn)生鋸齒波， V2截止狀態(tài)持續(xù)的時間就是鋸齒波的寬度， V2開關的頻率就是鋸齒波的頻率。要使觸 發(fā)脈沖與主電路電源同步，使 V2開關的頻率與主電路電源的頻率同步就可達到。圖中的同步環(huán)節(jié)，是由同步變壓器 TS 和作同步開關用的晶體管 V2組成的。同步變壓器和整流變壓器接在同一電源上，用同步變壓器的二次電壓來控制 V2的通斷作用，這就保證了觸發(fā)脈沖與主電路電源同步 . 同步變壓器 TS 二次電壓 uTS經(jīng)二極管 VD1間接加在 V2的基極上。當二次電壓波形在負半周的下降段時， VD1導通，電容 C1被迅速充電。因 O點 29 接地為零電位， R 點為負電位， Q點電位與 R 點相近，故在這一階段 V2基極為反向偏置， V2截止。在負半周的上升段， +E1電 源通過 R1給電容 C1反向充電， uQ為電容反向充電波形，其上升速度比 uTS波形慢，故 VD1截止。如圖所示。當 Q點電位達 時， V2導通， Q點電位被鉗位在 。直到 TS 二次電壓的下一個負半周到來時， VD1重新導通， C1迅速放電后又被充電， V2截止。如此周而復始。在一個正弦波周期內(nèi)， V2包括截止與導通兩個狀態(tài)，對應鋸齒波波形恰好是一個周期，與主電路電源頻率和相位完全同步，達到同步的目的。可以看出， Q 點電位從同步電壓負半周上升段開始時刻到達 的時間越長， V2截止時間就越長，鋸齒波就越寬?？芍忼X波的寬 度是由充電時間常數(shù) R1C1決定的。 在三相橋式全控整流電路中，器件的導通次序為VT1VT2VT3VT4VT5VT6，彼此間隔 60。 ，相鄰器件成雙接通。因此，觸發(fā)電路中雙脈沖環(huán)節(jié)的接線方式為：以 VT1器件觸發(fā)單元而言，圖中電路中的 Y 端應該接 VT2器件觸發(fā)單元的 X端，因為 VT2器件的第一個脈沖比 VT1器件的第一個脈沖滯后 60。 。所以當 VT2觸發(fā)單元的 V4由截止變導通時，本身輸出一個脈沖，同時使 VT1器件觸發(fā)單元的 V6管截止，給 VT1器件補送一個脈沖。同理， VT1器件觸發(fā)單元的 X端應當接 VT6器件觸發(fā)單 元的Y 端。依此類推，可以確定六個器件相應觸發(fā)單元電路的雙脈沖環(huán)節(jié)間的相互接線。 報警電路設計 在本次設 計中由于要對所測量的電壓、電流量的超限發(fā)報警，因此要在系統(tǒng)中加入 報警電路。本系統(tǒng)中采用的是二極管的過電流與過電壓電笛報警電路，如圖 218 所示： 30 圖 218 報警電路圖 在圖 218 中， 晶體管基極輸入端。當 出高電平“ 1”時，晶體管導通，壓電蜂鳴器兩端獲得 +5V 電壓而鳴叫，二級管；當 出低電平“ 0”時，二極管截止，蜂鳴器停止發(fā)聲。 電源電路設計 電源電路 如圖 219 所示 圖 219 電源電路圖 電源電路由降壓電路，整流電路，濾波電路，穩(wěn)壓電路組成。 780 7815 是提供正電源的穩(wěn)壓塊， 7915 是提供負電源的穩(wěn)壓塊。 31 3 直流調(diào)速控制主回路設計 整個硬件系統(tǒng)包括單片機部分、觸發(fā)電路部分 、 整流電路部分 、 光耦隔離部分 和直流電機部分。其中單片機部分重點講 AT89S52 的部分。 三相橋式全控整流電路 設計 可控整流電路基本可分為單相可控整流電路、三相可控整流電路以及由此發(fā)展來的大功率 6相、 12 相整流電路等幾類。單相可控整流電路可分為 單相半控整流電路和單相全控整流電路兩類，這種電路簡單、調(diào)整方便，但是只適用負載功率較小的場合。當負載功率較大時，考慮到三相負載的平衡，應采用三相可控整流電路。三相可控整流電路也分為三相半控整流電路和三相全控整流電路兩類。三相半控整流電路一般只采用三個晶閘管，只需要三套觸發(fā)電路，不需要寬脈沖或雙脈沖觸發(fā)，因此在要求不高的場合中，可采用三相半控整流電路。本課題要求適應負載的范圍比較寬，所以采用三相橋式全控整流電路， 三相橋式全控整流電路原理圖如圖 32 所示 。 圖 32 三相橋式全控整流電路原理圖 32 輸出整流 電壓 Ud的波形是兩組半波整流電壓的波形疊加。通過改變晶閘管的控制角δ，可以獲得 0 cosδ的直流電壓?？刂平恰暗母淖兎秶鸀?0～δ .直流電動機負載除了本身的感性阻抗外，還有一個反電動勢 E。因此晶閘管在施加觸發(fā)脈沖后可導通的必要條件是，電動機的反電動勢 E 和電感中的感應電動勢 e：的代數(shù)和應小于變壓器二次繞組的瞬時電壓。在整流情況下，電動機反電動勢 E 的極性與整流電壓 Ud的極性相反。對于感應電動勢 e：的極性，當電流在增加時， e：的極性與 Ud的極性相反 。當電流在減小時， e：的極性與 Ud的極性相同，當電 流達到極值時， e：為零。 由于整流電路輸出電壓的波形是脈動的，所以輸出電流的波形也是脈動的，可以看成一個恒定的直流分量和一個包含高頻成分的交流分量組合。因為負載只需要直流分量，為了消除負載電流中的交流分量，一般在電樞回路中串聯(lián)一個平波電抗器，保證整流電流的波形在較大范圍內(nèi)比較光滑。對于直流電動機負載，過大的交流分量會使電機的換相惡化和損耗增大，因此應該在直流側串聯(lián)平波電抗器，使輸出電流的波形比較光滑。 整流裝置輸出