【正文】 2)輸出部分 該芯片具有驅(qū)動(dòng) MOSFET的高的輸出和吸入電流的能力 .眾所周知 ,圖騰柱具有該能力 .但是它的缺點(diǎn)就是高的直通電流 . 比如 ,如果 M51995僅僅是普通的圖騰柱輸出 ,該電流能達(dá)到 1A的值 ,在超過 100kHz的高頻應(yīng)用中 ,該電流是一個(gè)非常重要的影響因素 ,它不光會(huì)導(dǎo)致比較大 ICC電流和芯片的發(fā)熱 ,還會(huì)引起電壓噪聲 . 該芯片采用改進(jìn)的圖騰柱的線路 ,不會(huì)因開關(guān)速度的提高而導(dǎo)致情況越來越惡化 ,其直通電流的值約 100mA. (13)M51995芯片的應(yīng)用注意點(diǎn) ①無需輸入欠壓鎖定時(shí)的啟動(dòng)電路 當(dāng)啟動(dòng)以后 ,芯片的電流 ICC由 CVcc提供 .在正常工作條件下 ,芯片由變壓器的輔助繞組提供能量 .繞組的感應(yīng)電壓必須大于芯片的停止工作電壓的下限值 .正常情況下 ,推薦該芯片的工作電壓為 12V17V,適宜的驅(qū)動(dòng)門限電壓為 1015V(因該芯片的輸出電壓 VOH比 VCC低 2V左右 ).VCC繞組的電壓不需要高于芯片的啟動(dòng)電壓 ,這樣會(huì)引起較大的驅(qū)動(dòng)損耗 ,但是太低又不能保證 MOSFET完全開通 . ② 需要設(shè)定輸入電壓?jiǎn)?dòng)和停止時(shí)的啟動(dòng)電路 見 :推薦使用在正激或輔助繞組為正向?qū)ǖ木€路中 .芯片的啟動(dòng)和停止電壓固定在一定的值 .由于芯片的低啟動(dòng)電流 ,故可以設(shè)定如上電路 ,輸入電壓的啟動(dòng)值由 R1和 R2的值決定 .而芯片的停止工作的輸入電壓由變壓器 VCC繞組的電壓決定 . 輸入電壓?jiǎn)?dòng)和停止的數(shù)學(xué)表達(dá)式如下 其中 : VIN(STARTA)必須比 VIN(STOP)高 .當(dāng)在反激或輔助繞組為反相導(dǎo)通時(shí) , VIN(STARTA) 的電壓可以確定 ,但是 VIN(STOP)卻無法進(jìn)行確定 ,所以如果需要就必須要通過輔助電路來實(shí)現(xiàn) . ③ 設(shè)計(jì) VCC時(shí)以及 VCC和其地線布局的注意點(diǎn) 為避免芯片工作異常 ,VCC應(yīng)盡量減小因主變壓器的繞組感應(yīng)而產(chǎn)生的突變或尖鋒電壓 .如果需要避免尖鋒電壓 ,那么 VCC和地之間必須有較好的高頻特性 .在設(shè)計(jì) PCB板的導(dǎo)線分布時(shí) ,應(yīng)認(rèn)真參考 . a:芯片的內(nèi)部發(fā)射極的地線必須獨(dú)立走線 b: CVCC必須盡可能靠近芯片 ,而且直接連接到芯片 VCC腳上 c:芯片的集電極 (COLLECTOR)腳也最好獨(dú)立走線 ,和 VCC分開 d:芯片的其余外圍元件連接到地的引線也需盡可能短 . ④ 能保證可靠啟動(dòng)的能量供給電路 當(dāng)芯片剛開始啟動(dòng)工作時(shí) ,VCC電容上的電壓 CVCC會(huì)降低 ,直到變壓器的輔助繞組給它提供能量之前 .同樣芯片的工作電流會(huì)突然增加 ,在Fig24。Fig25中 ,當(dāng) VCC充電時(shí)間很短時(shí) ,有可能在啟動(dòng)時(shí) VCC電壓會(huì)不穩(wěn)定 .如果輔助繞組的電壓比 CVCC上的電壓高得多 ,這種現(xiàn)象可能只會(huì)出現(xiàn)在一個(gè)周期內(nèi) ,而如果繞組電壓接近芯片的關(guān)斷電壓 ,就會(huì)比較嚴(yán)重 .解決這種現(xiàn)象可以參照 其中 CVCC2的容量可比 CVCC1大五倍左右 . ⑤ 過壓保護(hù)電路 (OVP)部分 為了避免干擾噪聲加到 OVP腳引起誤動(dòng)作 ,建議在該腳和地之間加一個(gè)電容以避免該現(xiàn)象 .當(dāng) OVP電路不工作時(shí) ,內(nèi)部反相電流源約消耗 150uA的電流 .所以不需要在 OVP端和地之間加一個(gè)電阻以作為泄放電流的通路 ,而可以直接在 VCC端與該腳之間接一個(gè)光耦作為應(yīng)用 . 如果對(duì)地接一個(gè)電阻時(shí) ,會(huì)導(dǎo)致 OVP復(fù)位時(shí)需要提供更大的電流 ,這樣就有可能會(huì)使 OVP的復(fù)位電壓比芯片 VCC的停止工作電壓要高 (實(shí)際值VCC(STOP)VCCOVPC=).以上線路 OVP被觸發(fā)后 ,復(fù)位所需的電壓只比芯片停止工作的電壓高一點(diǎn)點(diǎn) .所以盡量避免在 OVP端和地之間加電阻 . 加快過壓保護(hù)后復(fù)位的應(yīng)用電路 當(dāng)輸入 bulk的放電時(shí)間比較長的時(shí)候 ,OVP的復(fù)位時(shí)間也會(huì)變成一個(gè)問題 ,可能很長時(shí)間無法復(fù)位 ,在此情況下可以采取上述的電路 ,進(jìn)行對(duì)VCC電路強(qiáng)制放電 ,使 VCC電壓在一個(gè)很低的值 ,這樣就可以加快復(fù)位時(shí)間 . 在反激電路中 ,可以利用輔助繞組的感應(yīng)電壓來進(jìn)行 OVP保護(hù) .輔助繞組的電壓取決與輸出電壓的比值 .電路圖見 ⑥ 電流限制電路 a:電流采樣端 CLM+。CLM的外為電路 ,見 由于主電流或開關(guān)管漏極電流含有尖鋒干擾 ,特別是 MOSFET管開通期間 ,所以在采樣端必須加上低通濾波線路 .通常建議在采樣點(diǎn)到芯片采樣端之間加上 1nF22nF的電容 CNF和一個(gè)電阻 RNF1/2,其中 RNF既可以調(diào)節(jié)采樣電流的大小 ,有時(shí)濾波器的一部分 .設(shè)計(jì)該兩個(gè)電阻的值時(shí)要考慮是否對(duì)會(huì)影流入CLM端電流的值 (90270uA).為避免該電阻并聯(lián)電阻影響該值 ,RNF1。RNF2的值不應(yīng)大于 100Ω .采樣電阻 RCLM應(yīng)采用無感電阻 . b:過流限制曲線 在典型的一次側(cè)采用逐個(gè)脈沖檢測(cè)的線路中 ,二次側(cè)的電流大小取決于一次側(cè)電流的大小 .因此二次側(cè)電流會(huì)被限制在一定值 ,其輸出電壓相對(duì)于輸出電流的曲線見 逐個(gè)電流脈沖檢測(cè)的缺點(diǎn)是輸出脈沖寬度不能減小到一定值 ,因?yàn)槿佣说叫酒g接有低通濾波器會(huì)導(dǎo)致采樣延時(shí) ,而且線路本身從 CLM采入信號(hào)到傳輸?shù)捷敵龆艘泊嬖谘訒r(shí) (芯片的典型值是 100nS).在高頻工作時(shí) ,有可能會(huì)因傳輸時(shí)延不足導(dǎo)致輸出端電壓升高 ,這樣輸出在開通時(shí)的動(dòng)態(tài)變化范圍也會(huì)變寬 ,這就要求更窄的輸出脈沖以保持輸出穩(wěn)定 .在高頻和高輸出電壓的應(yīng)用場(chǎng)合這個(gè)問題會(huì)更明顯 .為了解決這個(gè)問題 ,振蕩頻率利用 VF端子的功能進(jìn)行降低 .當(dāng)工作在過流限定工作狀態(tài)下時(shí) ,振蕩頻率隨 VF的電壓下降同步降低 ,如果 VF電壓低于 ,同樣死區(qū)時(shí)間會(huì)變得更長 . 如果輔助繞組為正激方式 ,則 VCC的電壓取決于輸入電壓的值 .芯片輸出端的平滑電壓隨 VCC電壓而定 .如果芯片 VOUT的信號(hào)通過 RC低通濾波反饋到 VF端的話 ,就可以得到尖峰電流限定的功能 .推薦 RVFFB的阻值 15K,CVFFB為 10nF. . 在反激系統(tǒng)中的應(yīng)用 在反激結(jié)構(gòu)中 ,輔助繞組的極性和主繞組相反 ,此時(shí)電源的輸出直流電壓依賴與 VCC的電壓 .當(dāng)電源工作在過載狀態(tài)下時(shí) ,隨著電流的增加輸出電壓會(huì)降低 ,在輸出電壓降低到一定值 ,VCC電壓會(huì)隨著一起降低到芯片的停止工作電壓 ,此時(shí)芯片就會(huì)停止輸出 .但不管芯片是不工作還是工作在斷續(xù)狀態(tài) ,VCC電壓的上升是和芯片 ICC電流的下降同步的 .當(dāng)工作頻率和主繞組的峰值電流恒定是 ,反激變換器的輸出功率也是恒定的 .見 當(dāng)過流發(fā)生時(shí) ,利用 VF端的功能控制工作頻率的降低來限制輸出電流的上升 .利用 VCC的電壓加到 VF端的應(yīng)用線路見 ,VCC的電壓的高低取決于輸出電壓的情況 . 在上圖中 R2的阻值盡量不小于 15K,因?yàn)?R1,R2的阻值會(huì)影響芯片的啟動(dòng)電流 .如果將 R1連接到上圖 CVCC2端 ,則該電阻不會(huì)對(duì)啟動(dòng)電流有任何影響 . 在長期過流狀態(tài)下控制芯片不工作的應(yīng)用電路 在過流狀以及 VF端的電壓下降到 3V以內(nèi)的裝態(tài)下 ,CT端的電壓會(huì)上升 ,連接到 CT端的電容會(huì)被充電 ,如果該電壓通過外部的電阻和三極管組成的轉(zhuǎn)換電路加到 OVP腳 ,則就可以實(shí)現(xiàn)保持電路停止工作的狀態(tài) . ⑦ 輸出電路 a:在 VCC電壓低于芯片停止工作電壓時(shí)的特性 即使在 VCC電壓低于芯片的停止工作電壓時(shí) ,輸出端仍有吸入電流的能力 .這個(gè)性能的優(yōu)點(diǎn)在于 VCC電壓降到芯片的停止工作電壓時(shí)保護(hù)MOSFET管不發(fā)生損壞 .這是因?yàn)?MOSFET管的 GS之間存在寄生電容 ,而該點(diǎn)容的電荷會(huì)被芯片很快放掉 . 輸出端在高于 VCC電壓 2V時(shí)有吸入電流的能力 ,而當(dāng)?shù)陀?VCC電壓2V時(shí) ,就會(huì)喪失該能力 ,則輸出端的電壓有可能由于寄生參數(shù)的原因會(huì)導(dǎo)致上升 .鑒于此 ,建議在 GS之間連接一個(gè) 100K左右的電阻 ,一消除該現(xiàn)象 . b: MSFFET的驅(qū)動(dòng)損耗 在第 1階段 ,主要損耗是 CGS電容的充電損耗 ,因?yàn)榇藭r(shí)為關(guān)斷狀態(tài) ,所以 CGD的損耗比較小 .在第 2階段由于開關(guān)管由關(guān)斷轉(zhuǎn)變?yōu)殚_通狀態(tài) ,CGD的影響會(huì)成倍增長 .在第 3階段兩者都有影響 . 由于充電和放電導(dǎo)致了該門極損耗 ,驅(qū)動(dòng)電流 ID和整個(gè)門極電荷 QGSH的關(guān)系見下面方程式 其中 FOSC為開關(guān)頻率 該驅(qū)動(dòng)電流視 MOSFET的尺寸而定 ,在高頻時(shí)能達(dá)到幾十毫安 .由此引起的損耗是不能被忽視的 由于此原因 ,在設(shè)計(jì)時(shí)要考慮以下方面以防止芯片損耗過大而引起過熱 : 給芯片加外部散熱片 。 使用良好的熱傳導(dǎo)的 PCB板 。 使用外部緩沖電路 (當(dāng)驅(qū)動(dòng)大的容性負(fù)載或三極管時(shí)建議使用緩沖電路 ) ⑧ DET腳 DET腳進(jìn)行電壓檢測(cè)和誤差放大 ,為了進(jìn)行相位補(bǔ)償 ,必須在該端和 F/B腳之間加 RC補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò) . 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