【正文】 機計頻以外，還具有頻譜分析的功能，故還需從前置放大電路中另抽取一路正弦信號作為頻譜分析的采樣信號。如圖 4所示。采用先進的 LinCMOSTM工藝制造的 4路運算 放大器TLV2254，具有滿電源電壓幅度輸出性能，同時比現(xiàn)有的 CMOS 運放具有更好的輸入失調電壓和更低的功耗。 下面分電荷放大、電壓參考、低通濾波、限幅、施密特觸發(fā)整形五個環(huán)節(jié)分別進行詳細介紹。而電荷放大器實際上是一個以電容為反饋元件的具有深度負反饋的高增益運算放大器，不同于一般的電壓放大器的是，其輸入信號是電荷，輸出信號為電壓。 電荷放大器工作時，可推出： )1( ACCC AQe ftpo ??? ?? （ 10） 由于電荷放大器的增益一般很高，使得 Cf（ 1+A） Cp+Ct,則有： FFo CQAC AQe ???? )1( （ 11） 所以，電荷放大器的輸出電壓與壓電傳感器的輸出電荷成比例，放大器的靈敏度則由反饋電容 Cf 來控制?？紤]到電容負反饋對直流工作點相當于開環(huán)，使放大器的零點漂移增大，因此在C1 C18 處分別并聯(lián)反饋電阻 R6和 R7來提供穩(wěn)定的直流工作點，抑制放大器的零漂。 11 電壓參考電路的設計 如圖 7，運放 U3D 以及電阻 R11 和 R12 構成了前置放大電路的電壓參考電路 ,用于提供電荷放大器 U3C、運放 U3B、 U3A、 U4(A、 B、 C)的靜態(tài)工作點。為此，增加一個運算放大器 U4D，它的同相端輸入電壓由電阻 R11 和 R12 分壓得到， R11=R12，即同相端的電壓為系統(tǒng)電壓的一半(AVCC/2=),由于整個 電路的輸入信號為兩路壓電傳感器的差動信號，將電壓參考電位定為 AVCC/2 有利于對差動信號進行充分的放大。這樣，電荷放大器的靜態(tài)工作點就被抬高至 ，壓電傳感器輸出的正弦波以 為基準，波峰可至 ,波谷可至 0V。高頻電磁輻射干擾大多來自空間電磁場的作用，因頻率較高且與渦 街的頻帶（一般為幾 Hz 到幾千 Hz）相差較遠，可以通過金屬防護罩屏蔽和低通濾波的方法加以解除。 為了衰減信號中不感興趣的高頻成分，減小頻混的影響，在電路中加入了低通濾波器，如圖 8所示。為了保證流量信號在低頻、高頻都有高的但是，截至頻率也不能定的很小，否則會對高頻信號衰減的過大，導致高頻段的信噪比降低，影響測量。 由于電荷放大器的輸出電壓一般在幾十 mV 左右，不足以推動流量檢測電路，還需進一步放大；由運放 U3B、 U3A、電阻 R R可變電阻 W1 和電容 C1 C20 組成的低通濾波器具有電壓放大的作用，且 增益可調。運放 U3B 的輸出信號Sine Signal 即單片機 A/D 需要采集的渦街信號，它是以 為基準，接近 A/D 轉換量程（ 0～ ）的帶有許多“小毛刺”的正弦波 [9]。 在圖 9中，限幅器運放 U2C 的負反饋部分除了用一個小容量的電容（ C23＝ 2200p）和一個較大的反饋電阻（ R17＝ ）并聯(lián)以濾除一些高頻干擾和放大信號幅值以外，它還有兩個反相并聯(lián)的二極管（ D D2）起放大整形的作用。 13 壓高于二極管的門坎電壓時，輸入信號能直接通過導通的二極管輸出；而當輸入信號電壓低于二極管的門坎電壓時，二極管不導通，則信號經反饋電阻被放大 R17/R15≈ 60 倍后再輸出。 163 9 0R 1 52 2 KR 1 7 1 .3 MR 1 42 2 K23467U 4 CT L V 2 2 4 5D1 1 N 4 1 4 8D2 1 N 4 1 4 8C 2 2C 2 4C A P 2C 2 3 圖 9 限幅器電路原理圖 施密特觸發(fā)器的設計 施密特觸發(fā)器（ Schmitt Trigger）是脈沖波形變換中經常使用的一種電路，它其實是具有雙門限值的反相輸入遲滯比較器，由于對輸入輸出信號具有遲滯作用，所以能夠有效地防止由噪聲產生地振蕩。利用這兩個特點，不僅可以將邊緣變化緩慢的信號波形整形為邊緣陡峭的矩形波，而且可以將疊加于矩形脈沖信號高、 低電平上的噪聲有效地清除。通過調節(jié)可變電阻 W2 的大小，可以改變觸發(fā)閾值的大小，從而改變輸出方波的形狀，但是輸出方波的頻率不變。 MSP430 單片機的主要特點如下： (1)低電源電壓范圍： ～ 。 (3)5 種節(jié)電模式：等待方式 A； RAM 保持的節(jié)電方式 A。 (5)16 位 RISC 結構， 150ns 指令周期。 (7)12 位 200kbps 的 A/D 轉換器，自帶采樣保持。 (9)多達60KB FLASH ROM 和 2KB RAM(其中 MSP430F1611 單片機具有 10KB RAM)。 (11)MSP430F1611 單片機具有 12 位 D/A轉換模塊 [10]。 15 脈 沖 計 頻 單 片 機（ M S P 4 3 0 F 1 4 9 ）F F T 轉 換 單 片 機（ M S P 4 3 0 F 1 6 1 1 ）脈 沖 信 號 正 弦 信 號電 流 輸 出脈 沖 輸 出 圖 12 單片機外圍電路硬件框圖 本數(shù)字渦街流量計信號處理系統(tǒng)充分利用了 MSP430F149 豐富的 I/O 和中斷端口對施密特觸發(fā)器輸出的方波信號進行脈沖計數(shù)，通訊以及脈沖輸出；利用 MSP430F1611 內部的12 位 A/D 對前置放大電路中低通濾波后的渦街流量信號進行采樣及電流輸出。 渦街信號采集電路的設計 課題設計的數(shù)字渦街流量計對渦街信號的采集分為 MSP430F1611 單片機對正弦信號的采樣和 MSP430F149 單片機對方 波信號的計頻兩種。 ADC12 是 12 位精度的 A/D 轉換模塊，具有高速、通用的特點，它具有帶有采樣 /保持功能的 ADC 內核、可控制的轉換存儲、可控制的參考電平發(fā)生器、可控制的采樣及轉換時序電路五大功能模塊，均可獨立配置。 對方波信號的計頻通過 MSP430F149 具有中斷功能的 I/O 端口來實現(xiàn)。課題選用 ，以前置放大電路中輸出的方波信號 S2作為 的中斷源，采用上升沿中斷的方式計頻。下圖 13 即本儀表脈沖輸出原理圖。根據(jù) MSP430F149 單片機的特點，選用帶有定時中 斷功能的 ，由于 MSP430F149 電源電壓定為＋ ，而三線制脈沖輸出的供電電壓范圍為 0～ 12V，故增加了一片 LM258 雙運放芯片。 通過調節(jié)變阻器 VR1 來調節(jié) 4mA，單片機的電壓信號通過一個滑動變器 VR2 連接到 AM402 的 7 腳來調節(jié) 0～ 16mA。具體電路設計如圖 14。 課題采用 24V 直流電源供電，通過 AM402 芯片提供 5V 電源，再通過BCM3033 電源芯片將 5V 轉換為 電源為單片機供電。 A M 4 0 2 B C M 3 0 3M P S 4 3 0 F 1 6 1 1M S P 4 3 0 F 1 4 92 4 V 5 V3 . 3 V3 . 3 V 圖 15 電壓轉換電路框圖 除了為單片機供電外，還需要為整個儀表脈沖輸出電路的放大器供電，即需要 12V 供電。電路原理圖如下圖。 由于本課題設計的數(shù)字渦街流量計要具有 4～ 20mA 遠傳功能，因此降低功耗就成為至關重要的問題了。 18 效的途徑，故采用能低壓工作的芯片；③盡量降低系統(tǒng)的時鐘頻率，從而降低系統(tǒng)的功耗；④采用低功耗的工作方式；⑤合理選擇系統(tǒng)的各項技術指標，因為系統(tǒng)中許多技術指標都和功耗聯(lián)系在一起，像運行速度、驅動能力、穩(wěn)定性等，這些技術指標的提高往往以增加功耗來換取，所以，從功耗角度出發(fā)應合理選擇系統(tǒng)各項指標；⑥采用低功耗的軟件設計技術 [12]。單片機的功耗與工作頻率成正比關系，功耗隨著工作頻率的降低而明顯減少；但是，工作頻率太低會影響指令執(zhí)行速度，降低儀表的實時性要求，所以需要選擇一個適當?shù)念l率值。當進行 FFT計算時使用主頻（ MCLK）為 8Hz 的高頻晶振，其他時間使用外接 32768Hz 晶振作為外圍模塊的時鐘（ ACLK）。 （ 3）適當加大管腳中用到的上拉、下拉電阻值。因此，根據(jù)這兩片單片機的不同工作分別編寫相應的程序。如果當前頻率值大于臨界頻率值，則繼續(xù)進行脈沖計頻；如果當前 頻率值小于臨界頻率值，則向 MSP430F1611 單片機發(fā)送指令，與此同時 MSP430F149 單片機進入低功耗狀態(tài)，等待 MSP430F1611 單片機的頻率計算值。 脈沖計頻函數(shù)利用 MSP430F149 單片機定時器 Timer_A 的捕獲功能，使其捕獲方波的上升沿，分別記錄兩次上升沿定時器 Timer_A 的寄存器 TACCR1 的值。同時也采用了多次捕獲取平均值的方法使脈沖計頻更加準確。 19 初 始 化 程 序低 功 耗 狀 態(tài) 等 待 接收 頻 率發(fā) 送 請 求 F F T 轉 換 指 令頻 率 輸 出 函 數(shù)發(fā) 送 頻 率 值接 受 同 意 D / A 轉 換 新 號發(fā) 送 請 求 D / A 轉 化 指 令脈 沖 計 頻 函 數(shù)頻 率 是 否 大于 臨 界 值 ？N oY e s 圖 17 MSP430F149 單片機的程序流程 頻率輸出函數(shù)利用 MSP430F149 單片機定時器 Timer_B 的輸出功能，設置 Timer_B 的晶振為 32768Hz 的低頻晶振，通過向 Timer_B 的寄存器 TBCCR0 相應的值，從 MSP430F149單片機的端口輸出給定頻率值的方波。首先對通訊模塊進行初始化，將傳輸 波特率設置為 48001，并且設置允許接收中斷。首先 MSP430F149 單片機向 MSP430F1611 單片機發(fā)送指令 0xAA，然后進入低功耗等待狀態(tài)，當接收中斷發(fā)生時，讀取 FFT 頻率計算值，最后調用輸出函數(shù)進行輸出。首先發(fā)送指令 0xBB 給 MSP430F1611 單片機，接收到 MSP430F149 單片機的回應指令 0xFB 后，發(fā)送頻率值給 MSP430F1611 單片機 [10]。當接收到 FFT 轉換指令 0xAA 的時候，進入 A/D 采樣程序，采樣完成后進行 FFT 計算。 A/D 采樣函數(shù)首先對 A/D 模塊進行初始化，設置 A/D 模塊的采樣方式為單通道多次而且采樣信號由定時器 Timer_A 觸發(fā)。本課題設置的 Timer_A 的觸發(fā)頻率為 1000Hz，所以 A/D 采樣頻率為 1000Hz。 FFT 計算函數(shù)是根據(jù)之前所述的 FFT 算法編寫成的，這里就不再贅述了。為了提高程序的計算速度，使得整體軟件具有較好的實時性，本程序在計算 FFT 時采用 8MHz 晶振，這樣可以使 FFT 計算在 1秒鐘內完成。 功率譜計算函數(shù)也是根據(jù)前面 所述的功率譜計算方法編寫的?？墒沁@樣計算出的 Km 值是個整數(shù)值，這肯定會影響精確度。 21 率估計法可知，實際的 K值往往與 Km 不同，即實際的 K值是 Km 附近的小數(shù)值。 頻率校正函數(shù)就是為了得到準確的帶有小數(shù)位的 K 值而設計的。具體計算如下 ： 011 ???? ??YY YK （ Y1≤ Y+1） (12) 011 ????? ??YY YK (Y1Y+1) (13) 因此，實際 K＝ Km+Δ K,校正后的頻率 f=Kfs/N,其中 fs 為采樣頻率； N為采樣點數(shù) (本課題選取 N＝ 1024)[9][10]。因此， D/A 輸出函數(shù)是非常關鍵的函數(shù)。儀表若想要輸出正確的電流值，必須預先定義好 20mA 所對應的最大頻率值，即流量上限所對應的頻率值。 雙 MSP430 單片機結構數(shù)字渦街流量計的軟件低功耗設計 MSP430 單片機在軟件上的低功耗設計關鍵是： (1)用中斷代替查詢。 (2)低功耗模式的加入。當有定時中斷或外部中斷產生時，單片機立即從 LPM3 喚醒，進入到相應的中斷入口程序中去。 (3)盡量關閉單片機中未用到或暫時不用的模塊。 22 行 A/D 采樣，共采 1024 點，每采完一點后應立即關閉 A/D 采樣模塊，直至下一次定時時間到，再重新開啟進行采樣。對實際渦街信號進行實時處理，得到了很好的測量效果，有效地抑制了低流速下的噪聲干擾，精確的將渦街信號提取出來，降低了渦街測量下限可準確測量頻率為 3Hz的渦街信號，擴大了渦街測量的量程。這對于渦街流量計拓寬其應用領域具有一定的實際意義。因此，在前置模擬處理電路設計過程中，尋求新的電子器件從而進一步優(yōu)化電路板結構提高抗干擾能力。 FFT算法 在 MSP430F1611 單片機上實現(xiàn)信號處理算法，由于采用的算法基于 1024 點的 FF 變換，所以精度還有待于提高，建議編寫點數(shù)更高的 FFT 變換對信號進行處理，這樣會對計算精度有明顯的提高。 由于本課題設計的程序在計算 FFT 時，需要運用 8Mz 高頻晶振，因此在計算過程中難免會增加功耗。 24 謝 辭 本論文是在導師崔玉玲老師的悉心指導下完成的。崔老師 淵博的學識，嚴謹求實的治學態(tài)度，給我留下了深刻的印象；尤其是崔老師極具創(chuàng)新性的分析解決問題的方法讓我受益匪淺，不論對今后的學習