【正文】 （ 37） ? 為穩(wěn)定性判別系數(shù)，只有當(dāng)式 （ 36） 中的 3 個條件都滿足時，才能保證放大器是絕對穩(wěn)定的。此外，由于微 波場效應(yīng)晶體或雙極性晶體管，其增益特性大體上都是按每倍頻程以 6 dB 規(guī)律隨頻率升高而下降，為了獲得工作頻帶內(nèi)平坦增益特性，在輸入匹配電路和輸出匹配電路都是無耗電抗性電路情況下，只能采用低頻段失配的方法來壓 14 低增益，以保持帶內(nèi)增益平坦，因此端口駐波比必然 是隨著頻率降低而升高。 15 4 射頻功率 放大器設(shè)計仿真及優(yōu)化 設(shè)計 指標(biāo) 及設(shè)計流程 工作頻帶 ： ~； 帶內(nèi)增 益 ：大于 15dB； 噪聲系數(shù) ：小于 2dB； 輸入輸出駐波比：小于 ； 穩(wěn)定性：絕對 穩(wěn)定 ； 反向電壓增益：小于 10dB，大 于 30dB； 設(shè)計的默認(rèn)偏置環(huán)境是： Vce= Ic=2mA； 射頻功率 放大器設(shè)計的一般流程 ： 1) 晶體管的選??； 2) 直流偏置設(shè)計； 3) 穩(wěn)定性設(shè)計 ； 4) 匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計； 5) 整體優(yōu)化仿真； 6) 版圖設(shè)計； 選取晶體管并仿真晶體管參數(shù) 本文 選取晶體管 AT320xx，對其參數(shù)的仿真的原理圖如下： 放大器的一個基本任務(wù)是將輸入信號進(jìn)行不失真的放大，這就要求晶體管 放大器必須設(shè)置穩(wěn)定的靜態(tài)工作點。這些性能參數(shù)常常相互矛盾、彼此制約 ， 因此，在考慮靜態(tài)工作點時，通常要在各種特定指標(biāo)之間作出平衡、折中 的選擇。只有同時滿足上面三個條件時，放大器才能保證絕對穩(wěn)定，有任何一個條件不滿足，都將是潛在不穩(wěn)定的。SSKD?? （ 43） 對于放大器的穩(wěn)定因子 ，有如下三個特性 ： (1)在網(wǎng)絡(luò)的兩個端口（或其中一個端口）上串聯(lián)或并聯(lián)相應(yīng)的電阻或電導(dǎo)，則網(wǎng)絡(luò)的穩(wěn)定系數(shù)會增大，網(wǎng)絡(luò)的穩(wěn)定性將得到提高。 (3)在用任何電阻或電導(dǎo)改變網(wǎng)絡(luò)參量的歸一化時，穩(wěn)定系數(shù)不變。 (1)在每個源極引線和地之間加電感可引起串聯(lián)反饋，它所起的作用隨頻率不同而不同。 (2)在漏極串聯(lián)或并聯(lián)阻性負(fù)載是獲得寬帶穩(wěn)定性最簡單易行的方法，阻性負(fù)載能夠在很寬的頻段內(nèi)使器件產(chǎn)生等阻抗，其惟一的缺點是由于在阻性終端有一些能量消耗，降低了輸出功率。 且 在不穩(wěn)定情況下，匹配電路要特別注意，其負(fù)載反射系數(shù) ? 有特殊的要求，這將在匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計中說明。 設(shè)計輸入匹配網(wǎng)絡(luò) 匹配原理 在設(shè)計放大器時，一般有以下幾種原則：一是以達(dá)到最大功率增益為目標(biāo)；二是以達(dá)到最穩(wěn)定增益為目標(biāo)；三是要達(dá)到某一確定的增益值（小于最大增益）；四是以達(dá)到最小噪聲系數(shù)為目標(biāo)。對于低噪聲放大器， 注重的是要求放大器有極低的噪聲系數(shù)同時又能得到一定的增益，這樣就必須在噪聲和增益之間取折中方案 。對于不同的設(shè)計原則，相應(yīng)的匹配網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)也就不一樣。因此，必須找到一種折中的輸入匹配方法來滿足最佳噪聲系數(shù)和最佳輸入 反射回?fù)p的性能。利用 （ 4－ 7） 式可以在 s? 平面上畫出一組等噪聲系數(shù)圓。畫出圖來我們還能發(fā)現(xiàn)，通過圓圖原點的等噪聲系數(shù)圓的噪聲系數(shù) 0F 就是信號源端匹配時（ s? =0）的噪聲系數(shù)，不包圍圓圖原點的等噪聲系數(shù)圓的噪聲系數(shù) F 將在下列范圍： minF ? F ? 0F ，包圍圓圖原點的等噪聲系數(shù)圓的噪聲系數(shù) F 將在下列范圍： minF ? F ? 0F 。在 我們得到最小噪聲系數(shù)的源反射系數(shù)時，就可以來設(shè)計輸入匹配電路了 。這樣我們就可以通過阻抗變換的方法設(shè)計出需要的輸入匹配電路。 對于輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，在多級的情況下，為了達(dá)到更高的功率增益，其輸出匹配采用共軛匹配的形式。對于 1SK? 的放大器都是可以匹配的，當(dāng) 1SK? 時，理論上可以進(jìn)行匹配，但實際上不可行，因為由其反射系數(shù)可知，這是一種純電抗性匹配，而現(xiàn)實中的元件都是有電阻性分量的。當(dāng) sK 1 時，無論是理論上還是在實際上都不能匹配成功。 由于我們制作放大器已經(jīng)首先選擇了穩(wěn)定的參數(shù)，所以其總是可以同時實現(xiàn)雙端口的匹配，在輸入口已經(jīng)進(jìn)行了最小噪聲系數(shù)的匹配，在輸出口我們可以利用下面的公式計算出輸出口的負(fù)載反射系數(shù)： 22 42L B B CC???? (48) 其中 2 2 22 2 1 11 SB S S D? ? ? ?。 （ 2） 22S 曲線在中心頻率處的值為 ，表明輸出匹配不好。 設(shè)計并優(yōu)化輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò) 從 圖 414 可以看出，只添加輸入匹配網(wǎng)絡(luò)不能滿足技術(shù)指標(biāo)，下面同時添加輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，并對輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行優(yōu)化，以達(dá)到技術(shù)指標(biāo)。利用優(yōu)化控件 Optim 和目標(biāo)控件 GOAL,如圖所示： 圖 416 設(shè)置完成的優(yōu)化控件和目標(biāo)控件 優(yōu)化后 查看仿真 2 4 6 0 0 3 4 5 6 2 7f r e q , G H znf(2)R eadoutm1m2m1f req=nf (2)= 1. 7602. 400GH zm2f req=nf (2)= 1. 7252. 500GH z 2 4 6 0 016. 5616. 5416. 5216. 5016. 4816. 4616. 5816. 44f r e q , G H zdB(S(1,2))R e a d o u tm1m2m1f r e q =d B ( S ( 1 , 2 ) ) = 1 6 . 5 6 92 . 4 0 0 G H zm2f r e q =d B ( S ( 1 , 2 ) ) = 1 6 . 4 5 62 . 5 0 0 G H z 27 圖 417 噪聲系數(shù) 圖 418 反向電壓增益 2 4 6 0 0 30 35 40 45 50 25 55f r e q , G H zStabFact1R eadoutm3m4m3f req=St abF ac t 1= 1. 0262. 400GH zm4f req=St abF ac t 1= 1. 0512. 500GH z 2 4 6 0 017. 617. 818. 017. 418. 2f r e q , G H z2*dB(S(2,1))R eadoutm5m6m5f req=2* dB(S(2 , 1))= 18. 1232. 400GH zm6f req=2* dB(S(2 , 1))= 17. 4652. 500GH z 圖 418 K 因子 圖 419 增益 2 4 6 0 0 70 75 80 65 85f r e q , G H zVSWR1R eadoutm7m8m7f req=V SW R 1= 1. 2672. 400GH zm8f req=V SW R 1= 1. 2832. 500GH z 2 4 6 0 0 0 2 4 6 8 8 0f r e q , G H zVSWR2R eadoutm9m 10m9f req=V SW R 2= 3. 0932. 400GH zm 10f req=V SW R 2= 2. 9882. 500GH z 圖 420 輸入和輸出駐波比 VSWR1 和 VSWR2 由仿真圖可以看出，在頻段 ~， a) K1,說明系統(tǒng)處于絕對穩(wěn)定狀態(tài)； b) ＜ S12＜ ，說明具有良好的輸入輸出隔離度； c) Nf(2),說明噪聲系數(shù)達(dá)到指標(biāo)； d) VSWE1, 說明輸入駐波比達(dá)到指標(biāo)； e) 增益 G， 說明增益達(dá)到指標(biāo) ； f) VSWE2, 說明輸出駐波比沒有達(dá)到指標(biāo)； 設(shè)計到目前為止，只有輸出駐波比沒有達(dá)到指標(biāo)。 二級級聯(lián)的原理圖如下： 28 圖 421 二級級聯(lián)放大器原理圖 對此原理圖進(jìn)行仿真，仿真結(jié)果如下所示 ： 2 4 6 0 0 0 2 4 6 8 8 0f r e q , G H znf(2)R eadoutm1m2m1f req=nf (2)= 2. 283opt I t er= 1482. 400GH zm2f req=nf (2)= 2. 387opt I t er= 1482. 500GH z 2 4 6 0 0 6 8 0 2 4 4 6f r e q , G H zVSWR1R eadoutm3m4m3f req=V SW R 1= 1. 055opt I t er= 1482. 400GH zm4f req=V SW R 1= 1. 159opt I t er= 1482. 500GH z 圖 422 噪聲系數(shù) 圖 423 輸入駐波比 29 2 4 6 0 023. 023. 223. 423. 623. 824. 022. 824. 2f r e q , G H z2*dB(S(2,1))R eadoutm7m8m7f req=2* dB(S(2 , 1))= 24. 070opt I t er= 1482. 400GH zm8f req=2* dB(S(2 , 1))= 22. 846opt I t er= 1482. 500GH z 2 4 6 0 0 46 48 50 52 54 44 56f r e q , G H zVSWR2R eadoutm5m6m5f req=V SW R 2= 1. 445opt I t er= 1482. 400GH zm6f req=V SW R 2= 1. 454opt I t er= 1482. 500GH z 圖 424 增益 圖 425 輸出駐波比 由仿真圖可以看出，在級聯(lián)后，輸出駐波比減小并且達(dá)到指標(biāo)，增益增大，但是系統(tǒng)的噪聲系數(shù)增大， 在輸出駐波比和噪聲系數(shù)之間 ， 我選擇噪聲系數(shù)，也就是沒有級聯(lián)的電路 ,因為該畢業(yè)設(shè)計的最重要的指標(biāo)就是噪聲系數(shù) 。結(jié) 論 30 結(jié) 論 快速發(fā)展的無線通信對微波射頻電路如射頻功率 放大器提出更 高的性能。 本文研究的主要工作和結(jié)論如下： (1)在認(rèn)真閱讀文獻(xiàn)、查找資料的基礎(chǔ)上，驗證了一種基于 ADS 仿真軟件設(shè)計射頻功率放大器的可行性，利用 Smith 圓圖對其輸入輸出阻抗匹配電路進(jìn)行了仿真優(yōu)化設(shè)計， ADS 軟件提供了功能強大的射頻電路仿真，優(yōu)化了射頻電路設(shè)計環(huán)境，正是通過對軟件功能的充分應(yīng)用，替代了射頻放大器設(shè)計中許多原來需要人工進(jìn)行的運算設(shè)計 工作，提高了工作效率。 (3)分析了射頻功率 放大器的偏置電路和匹配電路設(shè)計中的一些基本問題，討論了輸入、輸出匹配電路和級間匹配電路設(shè)計的問題。 現(xiàn)在，盡管我們可以成功的設(shè)計出一個射頻的功耗較低的 LNA，但是這僅僅是我們在 射頻 電路設(shè)計上的一個起步，我們未來需要進(jìn)一步研究 的問題包括： (1)因為 射頻功率放大器是發(fā)射機(jī)系統(tǒng)的最末 端電路，輸入端的 匹配我們考慮到了，但是作為負(fù)載的后級電路我們沒有涉及到，盡管 我們在輸出匹配時留有了足夠大的余度，但是對輸出匹配我們?nèi)孕枰鲆?部分工作，我們下一步工作會考慮將 射頻功率放大器 和混頻器作為一個模塊進(jìn)行設(shè)計。由于仿真軟件是理想化的，而射頻電路在設(shè)計時候還受工藝和具體操作的影響，因此 實際 的測量結(jié)果與仿真結(jié)果會有一定差距 ， 這都有待于后續(xù)進(jìn)行深入的 研究。射頻移動通信技術(shù)的總趨勢是走向高速化、大帶寬，并最終實現(xiàn)整個無 線終端的單片集成。迄今為止，我國在 RFIC 方面與國外還存在很大的差距，所以射頻電路的設(shè)計對我們來說機(jī)遇與挑戰(zhàn)共存，其發(fā)展的前景一定是光明的 ! 當(dāng)然，由于本人的水平和時間有限，論文有很多不足之處，有許多有待改進(jìn)的地方 ，對此深表歉意并期望以后能逐漸完善