【正文】 據腳 RC7/RX/DT 26 I/O RC7 還可作為通用同步 /異步收發(fā)器USART 的全雙工異步發(fā)送腳或半雙工同步傳輸?shù)臄?shù)據腳 基本功能： RD 是一個輸入 /輸出可編程的雙向端口，此外還有第 2 功能 RD0 ~ RD7 19~22 I/O 可作為從動并行接口與其它微處理器總線連接 PSP0~PSP7 27~30 I/O 可作為從動并行端口與其它微處理器總線的連接 基本功能： RE 是一個輸入 /輸出可編程的雙向 3 線端口，此外還有第 2,3 功能 RD0/ RD /AN5 8 I/O RE0 還可作為并口讀出控制線或者第 5 路模擬信號輸入端 RE1/WR /AN6 9 10 I/O RE2 還可作為并口片選控制線或者第 5 路模擬信號輸入端 VSS 1 31 P 接地端 VDD11/32 P 正電源端 15 PIC16F877 單片機的程序計數(shù)器 PC 為 13 位寬，可尋址 8K? 14位。 PIC16F877 單片機采用硬件堆棧方式，具有 8層 ? 13 位的獨立空間，不占用存儲器空間，無需專用堆棧操作指令。當執(zhí)行返回指令 RETURN、 RETFIE或 RETLW 時，自動出棧，并遵循 “ 后進先出 ” 的規(guī)則。而且是一個 12 位的 ADC。文中選擇的 AD574 完全滿足系統(tǒng)的要求 【 8】 。是我國目前應用最廣，價格較穩(wěn)定 ADC，加之內部含有三態(tài)輸入緩沖電路，可直接與各種微處理器連接，且無須附加邏輯接口電路，內部設置的高精度參考電壓源和時鐘電路，使它不需要任何外部電路和時鐘信號，就能完成 A/D 轉換功能，應用十分廣泛。在轉換期間： A0=0 時， AD574 進行全 12 位轉換，轉換時間為 25μs ；當 A0=1μs 時，進行 8 位轉換，轉換時間為 16μs 。 STS：工作狀態(tài)輸出端。 BIP OEF：雙極性補償?？刂埔_配合方式 AD574模擬量輸入電路外部連接 AD574通過外部適當連線可以實現(xiàn)單極性輸入，也可以實現(xiàn)雙極性輸入。 所以 ，當 CE=1， CE =0時同時滿足時， AD574 才能處于工作狀態(tài)。經過一次轉換周期 TC后 STS 跳回低電平，表示 A/D 轉換完畢，可以從數(shù)據輸出端讀取新的數(shù)據 【 10】 。 AD574 的單極性和雙極性輸入特性： 17 通過改變 AD574 引腳 12 的外接電路，可使 AD574 進行單極性和雙極性模擬信號轉換為單極性轉換電路，可實現(xiàn)輸入信號 010V 或 020V 的轉換。該電路采用單極性輸入，可對 010V 或 020V 模擬信號進行轉換。若遵循左對齊原則， DB3DB0 應接單片機數(shù)據總線的高半字節(jié)。在讀寫時， A1 設置為低電平； AD574 的 CE 信號由單片機 WR 和A7經一級或非門產生，可見在讀寫時， A7 也應為低電平。 12/8 端接地， AD574 的 A0 端由地址總線最低位 A0控制，以實現(xiàn) A/D 全 12 位轉換，并將 12 位數(shù)據分為兩次送 至 數(shù)據總線上。啟動 A/D 轉換， 12 位轉換數(shù)據也應穩(wěn)定。 AD574 得到電源電壓要有較好的穩(wěn)定性和較小的噪聲。在應用系統(tǒng)設計時， AD574 電源要進行濾波調整，還要避開高頻噪聲源，這對 AD574 來說是非常重要的。因為幾 毫 18 伏 的電源噪聲就會引起 12 位 A/D 轉換幾位的誤差所以在應用過程中應特別注意電源的濾波和穩(wěn)壓。在發(fā)熱量較大的應用場合，還應采取一定的散熱措施。 電壓電流控 制電路 在充電過程中 ,充電器通過控制電壓或者電流來實現(xiàn)不同的充電策略。 BUCK變換器是用 PWM信號控制的通過控制 PWM的占空比來控制 BUCK變換器輸出電壓或者電流。 圖 34 PUCK變換電路 其中 PWM由單片機提供 ， Vi是輸入電壓 ,Vo表示輸出電壓 ， D是二極管。在這一階段 ， 電感吸收能量 ， 電容被充電。 電感和電容作為濾波器輸出電壓和電流。當負載電流上升或者下降 ， 整個鋸齒波同樣上升或者下降。 19 圖 35 濾波器 充電信息采集 1） 電流取樣 如圖 36所示 ,為了濾除高頻噪聲干擾 ,電池電壓先通過一個由 R7和 C12構成的 RC低通濾波器。 圖 36 采樣電路 為了降低成本 ,設計中對于電流采集不外加傳感器。流過電池的電流可能會很大 ,超過 1A,如果傳感電阻取得較大 ,那么就會產生較大的電壓降 ,根據功率計算公式 ： P=IR， 消耗的功率太大 ,產生較多的熱量 ， 顯然這樣做是不可取的。 2）基準穩(wěn)壓器 20 A/D轉換器需要一個基準電壓為參照來完成模擬電壓信號到數(shù)字信號的 量化。雖然 AD574內部集成可編程選擇的 ,但考慮到準確性 ,設計中采用外部的穩(wěn)壓源。由 TL431構成的電壓基準電路見圖 37。 圖 37 標準參考電壓 圖 38 充電電路 作二次濾波。 1A和 113min和 2min滿了 ,總共大約115min。由于 PWM控制的 BUCK變換器輸出電壓隨著輸出電流的增大而增大 ,在不關閉輸入電池電流的情況下 ， 采集到的電壓不能利用。 輸入的電壓采樣 ， 為準確采集電池電壓 ， 須暫時關閉電池的輸入。在關閉輸入的情況下采集到的電壓與不關閉相比波動要小 (紋波幅 度 ),但仍不能有效判斷產生了電壓負增量 (ΔV) 。當然去掉 BUCK變換電路是不行的 ,因為線性調壓調流電路損耗太大且不易控制。 脈沖充電和改進濾波 。增大充電電流充電終止的電壓負增量 (ΔV) 會比較明顯 ,因此第二階段 ,由于加大了電流 ,電壓波動增大了 ,60點的平均濾波后紋波有 4mV左右 ,不滿足(ΔV)=2mV 的判決條件了 ,需傳統(tǒng)慢速充電效率只有 75%— 80%。 本設計有溫度傳感器 DS18B20 監(jiān)測電池溫度 ，圖 39 其電路原理圖。 【 14】 充電過程中顯示為正在充電狀態(tài)，并進行充電時間的顯示，還剩余充電時間的顯示。當檢測到充電器溫度過高后，充電指示模塊指示報警狀態(tài)，請停止充電，人機對話直觀。隨時提供信息 ， 操作人員參考。 在本設計中使用壓電蜂鳴器實現(xiàn)單音頻報警的接口電路比較簡單 ,其發(fā)音元件通常采用壓電蜂鳴器 ,這種蜂鳴器只需在其兩引線上加 315V 的直流電壓 ,就能產生 3KHZ 左右的蜂鳴振蕩音響 ,比點動式蜂鳴器結構簡單 ,耗點 少 .且更適合于在單片機系統(tǒng)中使用。壓電式蜂鳴器約需要 10mA 的驅動 23 電流，因此，如圖 311 下所示 。 圖 311 報警電路 按鍵電路的設計 鍵盤相應電路是，單片機平時處于低電平狀態(tài)，當有按鈕按下時，單片機端口實現(xiàn)充放電，變?yōu)楦唠娖剑ㄟ^檢測單片機相應 IO 的狀態(tài)檢測相應的控制命令，從而達到目的。當單片機端口 Discharger 為高電平時，三極管基 極為相對低電平狀態(tài)，電池處于充電狀態(tài)。 25 第四章 軟件設計 PID 控制算法的應用及其控制器的設計 按偏差的比例，積分，微分進行控制后的調節(jié)器，簡稱為 PID 調節(jié)器。 【 17】 它具有許多特點， 如不需要出數(shù)學模型，控制效果較好等，特別是在微機控制系統(tǒng)中，對于時間常數(shù)比較大的被控對象來說，數(shù)字 PID 完全可以代替模擬 PID 調節(jié)器，應用更加靈活，使用性更強。 比例調節(jié)器與偏差成正比例調節(jié)，調節(jié)及時，誤差一旦產生，調節(jié)器立即產生控制作用，使被控量 y向減小偏差的方向變化，但這種調節(jié)使被控量 y 存在靜差，即有殘留誤差，因為調節(jié)作用是以偏差的存在為前提條件的。提高放大系數(shù) KP 雖然可以減小靜差，但永遠不會使之減小到零，而且無止境地放大系數(shù) KP 最終將導致系統(tǒng)不穩(wěn)定。積分調節(jié)器的突出優(yōu)點是：只要被調量存在偏差，其輸出的調節(jié)作用便隨時間不斷加強，直到偏差為零。但單純的積分也有弱點，其動作過于遲緩，因而在改變靜態(tài)品質的同時，往往使調節(jié)的動態(tài)品質變壞，過度過程時間加長。 3)比例積分微分調節(jié)器（ PID） 比例積分調節(jié)消除系統(tǒng)誤差需要經過較長的時間，為進一步改進控制器，可以通過檢測誤差的變化率來預報誤差，根據誤差變化趨勢，產生強烈的調節(jié)作用，使偏差盡快的消除在萌芽狀態(tài)，數(shù)學上描述這個概念用微分，因此在 PI 調節(jié)器的基礎上加入微分調節(jié)，就構成了比例積分微分調節(jié)器，其控制規(guī)律為： u=KP（ e+1/Ti∫ 0T dt+de/dtTd） +u0 () 式中 Td 為微分常數(shù)， Td 越大微分作用越強。將 P、 I、 D 三種調節(jié)規(guī)律結合在一起，既快速敏捷，又平滑準確，只要三者強度配合適當，便可獲得滿意的調節(jié)效果。而在微機控制系統(tǒng)中采用了數(shù)字控制器，即用軟件來實現(xiàn) PID 控制，因此要將模擬 PID 調節(jié)器離散化為數(shù)字 PID 控制算法。由于它要求較小的采樣周期，只能實現(xiàn)較簡單的控制算法。 數(shù)字控制器的直接設計方法也稱為離散化的設計方法，在 Z 平面 上的設計方法，它根據系統(tǒng)的性能要求，運用離散控制理論，直接設計控制系統(tǒng)的數(shù)字控制 27 器。利用微機軟件的靈活性，就可以實現(xiàn)從簡單到復雜的各種控制規(guī)律。 將上式帶入得出： u(k)=KP{e(k)+T/TIΣe(j)+TD/T[e(k)e(k1)]}+u0 () 其中， u（ k）為調節(jié)器第 k 次輸出值； e（ k）， e（ k1）分別為第 k 次和第k1 次采樣時刻的偏差值。 在這種位置型控制算法中，由于算式中存在累加項，因此輸出的控制量 u（ k）不僅與本次偏差有關，還與過去歷史采樣偏差有關，使得 u（ k）產生大幅度變化，這樣會引起系統(tǒng)沖擊，甚至造成事故。 增量型 PID 算法的優(yōu)點 ： 1)位置型算式每次輸出與整個過去 狀態(tài)有關，計算式中要用到過去偏差的累加值，容易產生較大的累積計算誤差；而在增量型算式中由于消去了積分項，從而可消除調節(jié)器的積分飽和，在精度不足時，計算誤差對控制量影響較小，容易取得較好的效果。 3)采用增量型算法時所用的執(zhí)行器本身都具有寄存作用，所以即使計算機發(fā)生故障，執(zhí)行器仍能保持在原位，不會對生產造成惡劣的影響。下面介紹 PID 位置算法的積分飽和作用及其抑制方法。這種飽和作用是由積分引起的，故稱為飽和積分。上面已經對 PID 有了初步的介紹，下面主要給出本設計 PID 控制器的參數(shù)及仿真結果。 【 19】 而 PID 參數(shù)的整定有很多 種方法，如：臨界比例度法，擴充相應曲線法和試湊法等。試湊法是從一組初始資料出發(fā)，通過死循環(huán)運行觀察系統(tǒng)的運行效果，根據各參數(shù)對系統(tǒng)品質的定性影響，反復試湊修改參數(shù)，直到結果滿意為止。但 KP 過大將使系統(tǒng)超 調過大，振蕩加劇，穩(wěn)定性變壞； 29 2)增大積分時間 TI有利于減小超調和振蕩，有利于系統(tǒng)穩(wěn)定，但消除靜差的過程將加大； 3)微分時間 TD與系統(tǒng)快速性成正比，并能使超調減小，穩(wěn)定性增加，但抗擾性將變差。 采用比例控制， KP由小變大。如果靜差達不到要求，則加入積分控制，將 KP減小，例如每次減小到原來的 90%，積分時間 TI 由大到小。如果動態(tài)特性不滿足（例如超調及調整時間達不到要求），則加入微分控制。 主程序流程圖 根據需 求分析，做出系統(tǒng)的總體結構流程框圖，如圖 41。 【 26】 由于后續(xù)的量化過程需要一定的時間下，對于隨時間變化的模擬輸入信號，要求瞬時采樣值在時間下內保持不變，這樣才 能保證轉換的正確性和轉換精度，這個過程就是采樣保持。 采樣子程序用于采集從 A/D 轉換電路采集的模擬信號，并轉換為數(shù)字量，存入相應的緩沖器，供量化子程序量化之用。因為系統(tǒng)共 2路 A/D 轉換系統(tǒng)，子程序每次掃描一路，故用計數(shù)器控制掃描順序。脈寬調制 (PWM)技術是常用于穩(wěn)定和調節(jié)電壓及進行波形變換的一種重要技術 【 27】 。 【 28】 本程序為中斷子程序 (1)現(xiàn)場保護。為 PWM 設置合 適的周期 ； (4)置位相應的 PWM 脈寬輸出端，并延時 T。恢復現(xiàn)場 .PC 出棧。 圖 46 PWM脈寬調制輸出子程序流程圖 現(xiàn)場保護 檢查 PWM脈寬寄存器，看是否允許 PWM 重置定時器 1，開始 PWM 周期計時 置位相應的 PWM 脈寬輸出端，并延時 T 清中斷標志位 恢復現(xiàn)場 中斷返回 開始 32 總 結 本文詳細闡述了智能手機充電器的總體設計、硬件設計、計算機控制系統(tǒng)選型、軟件開發(fā)。 2） 硬件系統(tǒng)設計集控制工程、傳感器技術、電子技術與一體。按上款得出的設計要求進行設計，完成了硬件設計 。本文在對計算機控制系統(tǒng)進行深入探討的過程中，得出了計算機控制系統(tǒng)的選型原則。 4） 軟件的優(yōu)劣對于硬件工作極大影響。并對軟件按軟件工程的方法，進行了模塊化設計。該系統(tǒng)自 2021 年研制成功以來，在技術快速更新的電子產品市場上，保持了相當長時間的技術領先，也創(chuàng)造了不錯的經濟效益。充電器實現(xiàn)了對手機是否在線的智能檢測、充電狀態(tài)的智能監(jiān)視與控制。受時間和水平的限制，該系統(tǒng)還有很多不足之處，敬請多多