【正文】 57所示，將D類放大器貼裝到常見的PCB，最好根據(jù)以下原則：將裸露焊盤焊接到大面積敷銅塊。本文的案例中，敷銅層與散熱焊盤的右上方和右下方相連(如圖57)。 圖57 裸露焊盤 D類放大器采用TQFN或TQFP封裝時，裸露焊盤是其主要散熱通道。該敷銅塊應該在滿足系統(tǒng)信號走線的要求下具有盡可能大的面積。雖然IC的引腳并不是主要的散熱通道，但實際應用中仍然會有少量發(fā)熱。在這種情況下，電感的銅芯繞線也可為D放大器提供額外的散熱通道。圖58 D類放大器右邊的寬走線有助于導熱。該散熱片的熱阻必須盡可能小，以使散熱性能最佳。IC的頂部并不是器件的主要散熱通道，因此在此安裝散熱片不劃算。該散熱片焊接在PCB上，是兼顧尺寸、成本、裝配方便性和散熱性能的理想選擇。降低負載的峰值電流可減少MOSFET的I2R損耗，進而提高效率。本例中，假設(shè)D類放大器的輸出電流為2A，電源電壓范圍為5V至24V。如果8W的輸出功率能滿足要求，則可以考慮使用一個12揚聲器和15V供電電壓。實際效率的提高根據(jù)不同D類放大器而異。圖510輸出功率 另外還需要注意音頻帶寬內(nèi)負載阻抗的變化。換言之，8的揚聲器只在很窄的頻帶內(nèi)才呈現(xiàn)出8阻抗。在大部分音頻帶寬內(nèi)，該揚聲器的阻抗都會遠大于其8的標稱值。因此必須考慮系統(tǒng)的總阻抗以確保足夠的電流驅(qū)動能力和散熱性能。 圖511 揚聲器的阻抗的變化5． 結(jié)論D類放大器的效率相比AB類放大器有很大提高。但是，如果能夠遵循良好的設(shè)計原則并且設(shè)定合理的設(shè)計目標，使用D類放大器可使音頻系統(tǒng)設(shè)計更簡單。三角波產(chǎn)生器及比較器分別采用通用集成電路，各部分的功能清晰，實現(xiàn)靈活，便于調(diào)試。圖512 脈寬調(diào)制器2． 三角波產(chǎn)生電路該電路我們采用滿幅運放TLC4502及高速精密電壓比較器LM311來實現(xiàn)(電路如圖513所示)。圖513三角波產(chǎn)生電路載波頻率的選定既要考慮抽樣定理，又要考慮電路的實現(xiàn)，選擇150KHz的載波，使用四階Butterworth LC濾波器，輸出端對載頻的衰減大于60dB，能滿足題目的要求，所以我們選用載波頻率為150 kHz。若選定R10為100 kΩ，并忽略比較器高電平時R11上的壓降，則R9的求解過程如下：()/100=1/R9, R9=100/=40KΩ取R9為39kΩ。V的最大值為2V，則2=(R7+R6)1/2fC4=(R7+R6)4f=100041501000≈取C4=220pF,R7=10KΩ,R6采用20KΩ可調(diào)電位器。3． 比較器選用LM311精密、高速比較器，電路如圖，供電為5v單電源，給V＝V提供2．5v的靜態(tài)電位，取R＝R，R＝R，4個電阻均取10KΩ。圖514比較器電路 前置放大器電路如圖515所示。 當功放輸出的最大不失真功率為1w時，其8Ω上的電壓V=8v，此時送給比較器音頻信號的V值應為2V，則功放的最大增益約為4(實際上，功放的最大不失真功率要略大干l w，其電壓增益要略大干4)。前放仍采用寬頻帶、低漂移、滿幅運放TLC4502，組成增益可調(diào)的同相寬帶放大器。 同時，采用滿幅運放可在降低電源電壓時仍能正常放大，取V=V/2=2．5V，要求輸入電阻R大干10KΩ，故取R=R=51KΩ，則R＝51／2=，反饋電阻采用電位器R，取R=20KΩ,反相端電阻R取2．4KΩ，則前置放大器的最大增益A為A=1+R4/R3=1+20/≈調(diào)整R使其增益約為8，則整個功放的電壓增益從0～32可調(diào)。 超過此幅度則輸出會產(chǎn)生削波失真。 將PWM信號整形變換成互補對稱的輸出驅(qū)動信號，用CD40106施密特觸發(fā)器并聯(lián)運用以獲得較大的電流輸出，送給由晶體三極管組成的互補對稱式射極跟隨器驅(qū)動的輸出管，保證了快速驅(qū)動。圖516驅(qū)動電路 高速開關(guān)電路 1． 方案論證與比較①．輸出方式方案一：選用推挽單端輸出方式(電路如圖517所示)。圖517 推挽單端輸出電路方案二：選用H橋型輸出方式(電路如圖518所示)。圖518 H橋型輸出電路②．開關(guān)管的選擇為提高功率放大器的效率和輸出功率，開關(guān)管的選擇非常重要，對它的要求是高速、低導通電阻、低損耗。 晶體三極管需要較大的驅(qū)動電流，并存在儲存時間，開關(guān)特性不夠好，使整個功放的靜態(tài)損耗及開關(guān)過程中的損耗較大；IGBT管的最大缺點是導通壓降太大。VMOSFET管具有較小的驅(qū)動電流、低導通電阻及良好的開關(guān)特性，故選用高速VMOSFET管。K1K K3K4 分別是橋的兩個橋臂，通過控制各個開關(guān)的閉合與斷開，產(chǎn)生PWM1 與PWM2 兩個信號，不同的開關(guān)控制規(guī)律決定PWM1 與PWM2 的波形不同，但無論何時，每個橋臂的上下兩只開關(guān)不能同時導通，以防止直通大電流的產(chǎn)生；由L、C組成的低通率波器濾除PWM 中的高頻成分，還原出原始音頻信號。圖519 H 橋式輸出電路②．雙極性PWMH 橋式電路輸出的兩路PWM波是180反向的，圖520所示為50%占空比，輸入為零的情況。如果PWM中包含音頻信息，則輸出PWM 波的占空比發(fā)生變化，占空比變化的雙極性PWM 波與濾波后波形如圖521所示。PWM1與PWM2 都是低電平為零，高電平為VCC 的方波，PWM1與PWM2 形成的差動信號在50%占空比情況下為零，如果PWM 中包含音頻信息，PWM 占空比在0 與100%之間發(fā)生變化時，PWM1 與PWM2 的相位180，PWM1 與PWM2 形成的差動信號則是低電平為VCC，高電平為零，或者低電平為零，高電平為VCC 的方波，如圖523所示。對LC 濾波器設(shè)計來說，上述幾方面要求是相互矛盾：選擇L、C 的參數(shù)較小，可以得到寬頻帶平直的響應曲線，但濾波后殘余的PWM 高頻噪聲幅度較大，高頻噪聲超出音頻范圍，對聽感不會造成太大影響，但導致嚴重的電磁干擾；如果選擇L、C 的參數(shù)較大，可以將高頻噪聲降至較低水平，但頻響范圍變小，頻響曲線不平坦，在特定頻率段會造成很大幅度的電壓抬升。雙極性PWM與單極性PWM經(jīng)LC 濾波后的波形對比如圖524～圖526所示。 (a)雙極性PWM (b) 單極性PWM圖524 輸出削波之前 (a)雙極性PWM (b) 單極性PWM圖525 輸出中等幅度 (a)雙極性PWM (b) 單極性PWM圖526 殘余高頻噪聲從以上各圖可以看出，在相同條件下，單極性PWM比雙極性PWM波形清晰，高頻包絡(luò)成分少，高頻噪聲僅有雙極性PWM 的1/16。所示從中可以看出對于4Ω以上阻抗，采用單極性PWM可以得到更平直的幅頻特性，對于低阻抗驅(qū)動，雙極性PWM更有優(yōu)勢。⑥． H橋互補對稱輸出電路對VMOSFET的要求是導通電阻小，開關(guān)速度快，開啟電壓小。實際電路如圖528所示。圖528 H橋互補對稱輸出電路 低通濾波1．濾波器的選擇方案一：采用兩個相同的二階Butterworth低通濾波器。方案二：采用兩個相同的四階Butterworth低通濾波器，在保證20kHz頻帶的前提下使負載上的高額載波電壓進一步得到衰減。PWM 頻率為幾百kHz，比音頻信號帶寬20~20kHz 大得多，為了從PWM 開關(guān)信號中恢復出音頻信號，通常采用低通濾波器（LPF），低通濾波器頻率特性如圖529所示。從圖中可以看出，PWM 經(jīng)過低通濾波器后高頻分量大大減小，音頻信號得到恢復，但總會殘留部分高頻開關(guān)成分。圖532所示為數(shù)字功放中低通濾波器可能出現(xiàn)的位置及作用。圖533 不同負載時LC 低通濾波器頻率響應6 MAX9703/MAX9704單聲道/立體聲D類音頻功率放大器 概述MAX9703/MAX9704單聲道/立體聲D類音頻功率放大器，以D類效率提供AB類放大器的性能，節(jié)省電路板空間，而且無需使用大型的散熱裝置。受專利保護的調(diào)制與開關(guān)方案可以省去傳統(tǒng)D類放大器的輸出濾波器。本器件采用全差分結(jié)構(gòu)、全橋輸出，并具有全面的雜音抑制。短路與熱過載保護可防止器件在故障條件下?lián)p壞。兩款器件都工作在40176。C擴展級溫度范圍內(nèi)。 MAX9703/MAX9704詳細說明MAX9703/MAX9704無需濾波的D類音頻功率放大器對開關(guān)模式放大技術(shù)作了一些重要改進。這些器件以D類效率提供AB類放大器的性能，占用最小的電路板空間。差分輸入結(jié)構(gòu)降低了共模噪聲的拾取，可以不加輸入耦合電容。比較器監(jiān)視器件輸入，并將互補輸入電壓與三角波進行比較。 工作效率D類放大器的效率取決于輸出級晶體管的工作時間。所有與D類輸出級相關(guān)的功耗主要是由MOSFET導通電阻與消耗靜態(tài)電流產(chǎn)生的I2R損耗決定。標準工作電平(典型的音頻信號重建電平)下，效率會下降到30%以下，但在相同條件下，MAX9704仍可保持78%以上的效率(圖61)。濾波器增加了成本，也增大了放大器的尺寸，并會降低效率。濾波元件的任何寄生電阻都會導致功率損耗、降低效率。由于省去了輸出濾波器，可以獲得更小、更便宜、效率更高的方案。盡管這種偏移很小，若揚聲器未經(jīng)專門設(shè)計，能夠處理額外功率的話，還是可能被損壞。H的揚聲器。H至100181。揚聲器電感大于60181。2. 內(nèi)部穩(wěn)壓器輸出(VREG)MAX9703/MAX9704內(nèi)部提供一個6V穩(wěn)壓輸出(VREG)。關(guān)斷時，VREG不能提供邏輯高電平電壓。、。這是D類放大器功率轉(zhuǎn)換的結(jié)果。而對D類器件來說，8mV的直流失調(diào)電壓通過8?負載時僅消耗8181。正是由于D類放大器的高效率，器件吸取的額外靜態(tài)電流僅為：8181。4. 增益選擇MAX9703/MAX9704可由內(nèi)部設(shè)置邏輯編程增益，通過GG2邏輯輸入設(shè)置MAX9703/MAX9704揚聲器放大器的增益(表61)。 （2）晶體管在接通和關(guān)閉的過程中，接地點的電位會出現(xiàn)波動，從而增大噪音。 （4）功率輸出電路和揚聲器之間用一只輸出低通濾波器把音頻以外的成分濾除，讓音頻信號進入揚聲器，但不可能徹底濾除脈寬調(diào)制的載波，這也是造成失真的一個因素。T類功率放大器的功率輸出電路和脈寬調(diào)制D類功放相同，功率晶體管也是工作在開關(guān)狀態(tài)，功率和D類功放相當。它把通信技術(shù)中處理小信號的適應算法及預測算法用到這里。此外，T類功放的動態(tài)范圍更寬，頻率響應平坦，群延遲小。 在T類功率放大器中，功率晶體管的切換頻率不是固定的（在D類功率放大器中是固定的），無用分量的功率譜不是像D類功率放大器那樣是集中在載頻兩側(cè)狹窄的頻帶內(nèi)，而是散布在很寬的頻帶上，它的波形和擴譜技術(shù)的波形相似，因此，功率密度并不高，從而降低了對輸出低通濾波器的要求，同時它產(chǎn)生的EMI也不像D類功率放大器那么嚴重。相信隨著數(shù)字技術(shù)的進一步發(fā)展，數(shù)字功率放大器會給我們帶來全新的視聽享受。其基本類型是模擬音頻功率放大器，它的最大缺點是效率太低。D類音頻功率放大器是PWM型功率放大器，它符合上述要求。這一技術(shù)一經(jīng)問世立即顯示出其高效、節(jié)能、數(shù)字化的顯著特點，引起了科研、教學、電子工業(yè)、商業(yè)界的特別關(guān)注，現(xiàn)在這一前沿的技術(shù)正迅猛發(fā)展，前景一片光明。例如，在功放效率、最大不失真輸出功率等方面還有較大的潛力可挖，這些都有待于我們通過對電路的改進和對元器件的最佳選擇進一步完善。正是這些經(jīng)驗教訓使我們對D類放大器的工作原理有了更深刻的理解，對功放的設(shè)計有了更深刻的認識，對集成電路的設(shè)計有了更深刻的理解和認識。 在這里首先要感謝我們的指導老師XXX。我們的設(shè)計較為復雜煩瑣，但是X老師仍然細心地糾正圖紙中的錯誤。 其次要感謝一起做畢業(yè)設(shè)計的同學，他們在本次設(shè)計中勤奮工作，克服了許多困難來完成此次畢業(yè)設(shè)計，并承擔了大部分的工作量。然后還要感謝大學幾年來所有的老師，為我們打下電子專業(yè)知識的基礎(chǔ)；同時還要感謝所有的同學們，正是因為有了你們的支持和鼓勵。最后感謝我們的母?！猉XXXX職業(yè)技術(shù)學院幾年來對我們的大力栽