【正文】 施來確保穩(wěn)定性。在這些放大器中，盡管穩(wěn)定性問題已經(jīng)基本解決了，但是存在著巨大的功耗浪費和增益帶寬積的減小的嚴重問題。就像稍后闡述的那樣，增加一個跨導級和兩個電容來引導一個三級放大器的負反饋實現(xiàn)穩(wěn)定性，以至于功耗的浪費大幅度減少而頻率特性和和瞬態(tài)響應大幅度的改善了。它們使放大器穩(wěn)定但是嚴重減小了高頻增益。另外，米勒電容Ｍ２減弱了最后一級給予的增加的不利影響當相位變化隨著頻率增加達到180。因此，跨到gm3必須足夠大來避免這一負面影響。因此這不適用于低功耗的應用。第一個米勒電容Cm1導致每十倍頻率20dB的斜率在任意一種放大器中。在一些結(jié)構(gòu)中例如NGRNMC[2]，增加一個消零電阻來消除高頻增益的減小和減弱最后一級由內(nèi)部米勒電容引起的影響?；谶@些考慮，已經(jīng)很清晰對內(nèi)部米勒電容Cm2采取措施可能是一個積極的方法來實現(xiàn)更好的表現(xiàn)。另外一個安全的邊緣增益不會由寄生電容引起的零點的影響支配。因為補償，內(nèi)部米勒電容的影響從三級嵌套密勒補償放大器結(jié)構(gòu)中被排除是在下一段中首先討論和展示的。 在圖一中，跨導gm13和電阻R13代表每一級的跨導和輸出電阻。Cm1是唯一的密勒電容，完成頻率補償。 開環(huán)ＵＭＣ放大器小信號轉(zhuǎn)移函數(shù)如下 Ａｄｃ和ｐ－３ｄＢ是直流增益和主極點，分別地給出如下 另一個重要的頻率因素ｗ０，表征增益帶寬積，如下 ｗ１－２和ｗ２－３分別是分子中和分母中的頻率因素，它們表示如下 Ａｖ２是第二級的增益。在這種情況下，頻率因素ｗ１和ｗ２決定第一非主極點的位置。它們很大取決于艾文特晶體管?？偠灾?，由于三個不精確的值：Ａｖ２，Ｒ２，和Ｃ２，穩(wěn)定條件（１０）不能夠確?？煽浚趯嶋H設(shè)計中。這些存在的問題沒有被解決。ＮＭＣ通過引入另一個密勒電容Ｃｍ２完成了這一點。盡管運用消零電阻可以消除這一影響，這種改善是受限的，因為消零電阻不能夠設(shè)計的足夠大來保持對密勒電容的影響。４. 帶有電容負反饋的跨導 Ａ．結(jié)構(gòu) 在三級ＴＣＦＣ結(jié)構(gòu)中，使用帶有電容負反饋的跨導的補償技術(shù)，在圖２中展示。每一級的輸出電阻和寄生電容由Ｒ１－３和Ｃ１－３表示，ＣＬ是負載電阻。電容Ｃｍ２和跨導級ｇｍｔ組成內(nèi)部反饋環(huán)路。此外，涉及反饋回路的參數(shù)gmt和Cm2，并能充分地適應，結(jié)果，產(chǎn)生上述的單位增益頻率合適的增益降低，實現(xiàn)了足夠的增益裕量。為了改善大信號性能如擺率，一個前饋級gmf，其中最后階段構(gòu)成推挽輸出級，很容易包含在TCFC結(jié)構(gòu)如由圖2中的虛線。 Adc是低頻增益。最后，是第二階段到反饋階段的跨導比。事實上，有一個有效的左半平面（LHP）零點因為Cm2比CL小得多，而且，由于Acl分子的階數(shù)小于與分母的穩(wěn)定性取決于分母[10]要小。請記住，kt是跨導率gm2比上gmt，這始終是一個正值。根據(jù)（28），對于一個特定的跨導驅(qū)動一個給定的負載電容CL，可實現(xiàn)增益帶寬產(chǎn)品GBW取決于比率Cm2/C2。因此，這從理論上證明了該TCFC放大器的增益帶寬積可以很大，可以延長顯著對于該NMC放大器。為了優(yōu)化的增益帶寬積，以及相位裕度，安排適當?shù)牧銟O點的位置是很重要。因此，只有一個 LHP零殘留，這由下式給出　　 　　根據(jù)（32）中，LHP零點ZLHP1提高了相位裕度，顯然是位于高于所述第一非主極點?；谶@些考慮，整體相位裕度可以 由下式給出　　 　　類似的補償方案已經(jīng)被使用過的兩級放大器[13]?！　≡趯嶋H中，每一級的輸出電阻是不是無窮大。這種有限的電阻R2的影響 有限的輸出電阻下面考慮。這意味著，在非優(yōu)勢極點相比之前討論過的無限第二級的輸出電阻R2的情況下，使極點進一步分離。另外假定W2W1這是仍能得到很好的保證最大限度地減少了靈敏度。因此第一LHP零點ZLHP1位于比所述第一非主極點pnd1更高。它也可以被證明，其它零仍位于HIG 到可以忽略的，因為W5是遠遠大于此外，該頻率的幾何平均因子W5和W6的實際上是在幾乎沒有變化，這是由下式給出 頻率因子W5和W6的幾何平均值，并肯定遠高于單位增益頻率，因為gm3gm1并且可以容易地滿足。就像大多數(shù)的多級放大器，對TCFC放大器的整體轉(zhuǎn)換率受限制于放大器中的最慢的階段。因此，整體轉(zhuǎn)換率被確定第一級需要驅(qū)動的電容Cm1或最后一級驅(qū)動的負載電容CL。由于負載電容比其它的電容大得多，所以TCFC放大器的總轉(zhuǎn)換率可簡化為 其中I1和I3，分別代表在第一級中的電流和最后一級的電流。然而，這種限制可以通過，如圖2中的前饋階段gmf克服。 這種情況下，最后一個階段構(gòu)成的推挽輸出級壓擺率快于兩個方向。作為GBW正在改善，同時整體轉(zhuǎn)換率被相應延長。五，執(zhí)行三級TCFC放大器的示意圖如圖3。它由的晶體管M11M19，這確保了普通模式輸入范圍可以達到較低的干線電壓VSS。晶體管M21提供一半的第二級的跨導，這是由晶體管M25經(jīng)倍增電流鏡由M24和M25組成。圖6，測量瞬態(tài)響應（XDIV：10 S，Ydiv： V）反饋的跨導gmt是由晶體管M26，它也可作為階段在第二個生成折疊階段。表三 不同的放大器的性能比較為了盡量減少集總的寄生電容C2，該最后級的跨導gm3是實現(xiàn)了一個nMOS晶體管M31，而晶體管M32作為前饋跨導級gmf。Cm2是其它的反饋電容，隨著反饋跨gmt導完成內(nèi)部反饋回路。6． 實驗結(jié)果A. 測量結(jié)果該實施TCFC放大器測量兩個直流與AC規(guī)范。的頻率特性和瞬態(tài)響應示于圖5和6所示，分別可以看出，一個足夠的增益余量22分貝 是由于使用的特定補償策略獲得的。顯然，TCFC放大器顯示了最出色的性能。研究表明，通過負反饋足夠的應用程序，穩(wěn)定性可以很好地確保，而高頻性能不退化。參考文獻[1] J. H. Huijsing and D. Linebarger, “Lowvoltage operational ampli?erwith railtorail input and output stages,” IEEE J. SolidState Circuits,vol. SC20, no. 6, pp. 1144–1150, Dec. 1985.[2] X. Peng and W. Sansen, “Nested feedforward gmstage and nullingresistor plus nestedMiller pensation for multistage ampli?ers,” inProc. IEEE Custom Integrated Circuits Conf., Orlando, FL, May 2002,pp. 329–332.[3] R. G. H. Eschauzier, L. P. T. Kerklaan, and J. H. Huijsing, “A 100MHz100dB operational ampli?erwithmultipath nestedMiller pensationstructure,” IEEE J. SolidState Circuits, vol. 27, no. 12, pp. 1709–1717,Dec. 1992.[4] F. You, S. H. K. Embabi, and E. S225。nez, “A robust feedforward pensation scheme for multistage operational transconductance ampli?ers withno Miller capacitors,” IEEE J. SolidState Circuits, vol. 38, no. 2, pp.237–243, Feb. 2003.[6] K. N. Leung and P. K. T. Mok, “Nested Miller pensation in lowpower CMOS design,” IEEE Trans. Circuits Syst. II: Analog Digital.Signal Process., vol. 48, no. 4, pp. 388–394, Apr. 2001.[7] H. T. Ng, R. M. Ziazadeh, and D. J. Allstot, “A multistage ampli?ertechnique with embedded frequency pensation,” IEEE J. SolidStateCircuits, vol. 34, no. 3, pp. 339–347, Mar. 1999.[8] K. N. Leung, P. K. T. Mok, W. H. Ki, and J. K. O. Sin, “Threestagelarge capacitive load ampli?er with dampingfactorcontrol frequencypensation,” IEEE J. SolidState Circuits, vol. 35, no. 2, pp. 221–230,Feb. 2000.[9] J. Ramos, X. Peng, M. Steyaert, and W. Sansen, “Three stage ampli?er frequency pensation,” in Proc. Eur. SolidState Circuits Conf.,Lisbon, Portugal, Sep. 2003, pp. 365–368.[10] H. Lee and P. K. T. Mok, “Activefeedback frequencypensationtechnique for lowpowermultistage ampli?ers,” IEEE J. SolidState Circuits, vol. 38, no. 3, pp. 511–520, Mar. 2003.[11] H. Lee, K. N. Leung, and P. K. T. Mok, “A dualpath bandwidth extention ampli?er topology with dualloop parallel pensation,” IEEE J.SolidState Circuits, vol. 38, no. 10, pp. 1739–1744, Oct. 2003.[12] X. Peng and W. Sansen, “AC boosting pensation scheme for lowpower multistage ampli?ers,” IEEE J. SolidState Circuits, vol. 39, no.11, pp. 2074–2079, Nov. 2004.[13] B. K. Ahuja, “An improved frequency pensation technique forCMOS operational ampli?ers,” IEEE J. SolidState Circuits, vol. SC18,no. 6, pp. 629–633, Dec. 1983.附錄2