【正文】 H－5L3H－4L4H－6L2L－H3H－6LH－2L3L－H4L－H5L－H6L－HL2L3L4L5L6LH－2LH－L2H－6L2H－5L2H－4L2H－3L 2L3H－5L6L－2H2H－2L5L－2H6L－3H4L－2H5L－3H6L－4HL2L－H3L－2H4L－3H5L－4H6L－5H6H－6L5H－5L4H－4L3H－3LH－L2H－2LL / HHH－LA第 3 章 雷 達 接 收 機 在圖 , 在這些區(qū)間中沒有寄生響應輸出 。 在 A區(qū)間沒有寄生效應的中頻通帶 (HL)/H為 。 從圖 , 當要求相對帶寬為 10%即 (HL)/10H內沒有寄生響應時 , 接收機的中頻必須選得較高 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 早期的微波接收機采用單端混頻器 , 但由于輸出的寄生響應大而且對本振的影響嚴重 , 噪聲性能也差 , 目前已很少使用 。 由于采用了硅點接觸二極管和砷化鎵肖特基二極管作混頻器 , 使平衡混頻器的噪聲性能得到較大改善 ,工作頻率和抗燒毀能力都有明顯提高 , 在 ~40 GHz頻率范圍內噪聲系數(shù)為 5~8 dB?；旌辖宇^90176。 圖 。 混合接頭后分別加至兩個混頻器 , 兩個混頻器輸出的中頻信號加到具有 90176。 在中頻輸出端 , 使得鏡像干擾相消 , 中頻信號相加 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 鏡像抑制混頻器具有噪聲系數(shù)低 、 動態(tài)范圍大 、 抗燒毀能力強和成本低等優(yōu)點 。 進一步采用計算機輔助設計 、 高品質因素低分布電容的肖特基二極管和超低噪聲系數(shù) (F1≤1dB)的中頻放大器 , 在1~100GHz頻率范圍內 , 可使噪聲系數(shù)降至 3~5 dB。 目前從 L波段至 C波段 , 微波單片集成電路的噪聲系數(shù)為 ~ dB, 詳見表 。 根據(jù)其自動頻率控制的對象不同 , 控制方式可以分為控制穩(wěn)定本振的和控制磁控管的兩類 ， 前者需用可調諧的穩(wěn)定本振 , 后者可用不調諧的穩(wěn)定本振 。 電機轉動的方向和大小取決于直流誤差信號的極性 (正或負 )和大小 , 從而使磁控管頻率與穩(wěn)定本振頻率之差接近于額定中頻 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 比較控制磁控管與控制穩(wěn)定本振的兩種 AFC系統(tǒng) , 前者優(yōu)于后者 。 而在控制穩(wěn)定本振時 , 本振頻率誤差所引起的相位變化會在整個脈沖重復期間積累起來 , 時間越長 , 相位變化將越大 , 這就會使動目標顯示雷達對遠距離固定目標的對消性能惡化 , 因此不少動目標顯示雷達都采用控制磁控管的自頻控系統(tǒng) 。 在第八章將會分析到 , 本機振蕩器的頻率穩(wěn)定性是影響動目標顯示雷達性能的主要因素 , 通常要求其短期頻率穩(wěn)定度高達 1010或更高的數(shù)量級 。 風扇和電機的機械振動或聲振動 、 電源波紋等產(chǎn)生的不穩(wěn)定屬于規(guī)律性的 , 可以采用防振措施和電源穩(wěn)壓方法減小它們的影響 。 本振噪聲分為調幅噪聲和調頻 (或調相 )噪聲 , 調幅噪聲比調頻噪聲的影響小得多 , 而且可以用平衡混頻器或限幅器進行抑制 。 對穩(wěn)定本振的要求 , 一般是根據(jù)允許的相位調制頻譜來確定的 。 若在沖擊和振動條件下 , 相位調制則會急劇增大 。 因此 , 如果仍然使用速調管振蕩器 , 則須采用空腔穩(wěn)定或鎖相技術構成的穩(wěn)定本振 。 所謂 “ 可調諧 ” ， 是指頻率的變化能以精確的頻率間隔離散地階躍 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 圖 鎖相型穩(wěn)定本振 分頻器247。 1/ 2) F輸出C第 3 章 雷 達 接 收 機 基準頻率振蕩器產(chǎn)生穩(wěn)定的基準頻率 F, 經(jīng)過階躍二極管倍頻 N次 , 變成一串頻率間隔為 NF的微波線頻譜。 因此， 只要調節(jié)速調管的振蕩頻率大致為 , 鎖相回路就能將其頻率準確地鎖定在 , 從而實現(xiàn)頻率間隔為 F的可變調諧。 FNf L ?????? ?? 21FN ?????? ? 21FN ?????? ? 21FNf L ?????? ?? 21第 3 章 雷 達 接 收 機 2 . 圖 晶振倍頻型穩(wěn)定本振 基準頻率振 蕩 器F第 一倍頻器 N第 二倍頻器 MNF分頻器n : 1F / n脈沖重復頻率穩(wěn)定本振信號相參本振信號M N F選頻器上變頻混頻器載波信號自跟蹤器F第 3 章 雷 達 接 收 機 基準頻率振蕩器產(chǎn)生出穩(wěn)定的基準頻率 , 經(jīng)過第一倍頻器 N次倍頻后輸出 , 作為相參本振信號 (中頻 ), 再經(jīng)過第二倍頻器 M次倍頻后輸出 , 作為穩(wěn)定本振信號 (微波 )。 如果多卜勒頻移大 , 則需從第一倍頻器輸出一串倍頻信號 , 其頻率間隔為基準振蕩器頻率 , 由跟蹤器送來的信號選擇其中能對多卜勒頻移作最佳校準的一個頻率 , 經(jīng)與穩(wěn)定本振信號混頻后 , 作為雷達的載波信號 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 基準頻率振蕩器采用石英晶體振蕩器 , 其相位不穩(wěn)定主要是由噪聲產(chǎn)生的 , 在較低的頻率上可以獲得較好的相位穩(wěn)定度 , 一般采用的最佳振蕩頻率范圍為 1~5 MHz。 第一倍頻器所需的倍頻次數(shù)較低 , 通常采用變容二極管作成的低階倍頻器 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 接收機的動態(tài)范圍和增益控制 對一般放大器 , 當信號電平較小時 , 輸出電壓 Uom隨輸入電壓Uim線性增大 , 放大器工作正常 。 這種現(xiàn)象稱為放大器發(fā)生 “ 過載 ” 。 但當 Unm較大時 , 由于放大器飽和 , 致使輸出電壓中的信號增量消失 , 即回波信號被丟失 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 圖 信號與寬脈沖干擾共同通過中頻放大器的示意圖 UomOOUnm 1Unm 2UsmUsmtUimUimUomOt第 3 章 雷 達 接 收 機 因此 , 對于疊加在干擾上的回波信號來說 , 其放大量應該用“ 增量增益 ” 表示 , 它是放大器振幅特性曲線上某點的斜率 imomd dUdUK ?() 由圖 , 可求得 KdUim的關系曲線 , 如圖 。 接收機抗過載性能的好壞 , 可用動態(tài)范圍 D來表示 , 它是當接收機不發(fā)生過載時允許接收機輸入信號強度的變化范圍 , 其定義式如下 : )(lg10m inm a x dBPPDii?() 第 3 章 雷 達 接 收 機 或 )(lg20m inm a x dBUUDii?() 式中 , Pi min、 Ui min為最小可檢測信號功率 、 電壓 。 接收機各部件的動態(tài)范圍典型值見表 。 但需注意 : 表中各部件的動態(tài)范圍是用各部件輸出端的最大信號與系統(tǒng)噪聲電平進行比較而算出的 , 該部件的所有濾波應在飽和之前完成 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 圖 信號與寬脈沖干擾共同通過中頻放大器的示意圖 KdOUim第 3 章 雷 達 接 收 機 表 接收機各部件的動態(tài)范圍典型值 第 3 章 雷 達 接 收 機 1. 自動增益控制 (AGC) 在跟蹤雷達中 , 為了保證對目標的自動方向跟蹤 , 要求接收機輸出的角誤差信號強度只與目標偏離天線軸線的夾角 (稱為“ 誤差角 ” )有關 , 而與目標距離的遠近 、 目標反射面積的大小等因素無關 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 圖 AGC電路方框圖 , 它由一級峰值檢波器和低通濾波器組成 。 當輸入信號增大時 , 視頻放大器輸出 uo隨之增大 , 引起控制電壓 UAGC增加 , 從而使受控中頻放大器的增益降低； 當輸入信號減小時 , 情況正好相反 , 即中頻放大器的增益將要增大 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 2 . 瞬時自動增益控制 (IAGC) 圖 一種簡單的 AGC電路方框圖 中 頻放大器包 絡檢波器視 頻放大器低 通濾波器輸出uo輸入uiUAGCAGC峰 值檢波器電路第 3 章 雷 達 接 收 機 圖 AGC電路方框圖 , 它由一級峰值檢波器和低通濾波器組成 。 當輸入信號增大時 , 視頻放大器輸出 uo隨之增大 , 引起控制電壓 UAGC增加 , 從而使受控中頻放大器的增益降低； 當輸入信號減小時 , 情況正好相反 , 即中頻放大器的增益將要增大 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 圖 瞬時自動增益控制電路的組成方框圖 小時常數(shù)電 路控制電壓放 大 器控制電壓檢 波 器放大器K0輸出輸入uniunoECunoEd第 3 章 雷 達 接 收 機 瞬時自動增益控制的目的是使干擾電壓受到衰減 (即要求控制電壓 UC能瞬時地隨著干擾電壓而變化 ), 而維持目標信號的增益盡量不變 。 為了維持目標回波的增益盡量不變 , 必須保證在目標信號的寬度 τ內使控制電壓來不及建立 , 即 τiτ, 為此電路時常數(shù)一般選為 τi=(5~20)τ () 干擾電壓一般都很強 , 所以中頻放大器不僅末級有過載的危險 , 前幾級也有可能發(fā)生過載 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 3 . 近程增益控制 (STC) 近程增益控制電路又稱 “ 時間增益控制電路 ” 或 “ 靈敏度時間控制 (STC)電路 ” , 它用來防止近程雜波干擾所引起的中頻放大器過載 。 如果把發(fā)射信號時刻作為距離的起點 , 則橫軸實際上也就是時間軸 。 a為由試驗條件所確定的系數(shù) , 它與天線波瓣形狀等有關 , 一般 a=~。所以近程增益控制電路實際上是一個使接收機靈敏度隨時間而變化的控制電路 , 它可以使接收機不致受近距離的雜波干擾而過載 。 如果已知輸入信號 s(t), 其頻譜為 S(ω), 則可以證明匹配濾波器在頻率域的特性為 H(ω)=kS*(ω)exp(jωt0) () 第 3 章 雷 達 接 收 機 式中 ， S*(ω)為頻譜 S(ω)的共軛值 。 t0是使濾波器實際上能夠實現(xiàn)所必須的延遲時間 , 在 t0時刻將有信號的最大輸出 。 第 3 章 雷 達 接 收 機 在對匹配濾波器作理論研究時 , 延時 t0和增益常數(shù) k可以不予考慮 , 因此匹配濾波器的上述方程式特性可以簡化為 H(ω)=S*(ω) h(t)=s*(t) () () 從式 ()和式 ()可以看出 : 匹配濾波器的傳輸函數(shù)是輸入信號頻譜的復共軛值 , 匹配濾波器的脈沖響應是輸入信號的鏡像函數(shù) 。 E是輸入信號能量 : ? ???? ????? dttsdffSE 22 |)(||)(|() 第 3 章 雷 達 接 收 機 2 . 單個矩形中頻脈沖的匹配濾波器 多數(shù)常規(guī)雷達采用簡單矩形脈沖調制 , 所以有必要研究一下矩形包絡的單個中頻脈沖的匹配濾波器 。 (b) 矩形高頻脈沖頻譜 。 因此需要考慮它的近似實現(xiàn) , 即采用準匹配濾波器 。 適當選擇該頻率特性的通頻帶 , 可獲得準匹配條件下的 “ 最大信噪比 ” 。 下面討論采用矩形近似的準匹配濾波器輸出 “ 最大信噪比 ” (S/N)≈max與圖 (c)所示的匹配濾波器輸出的最大信噪比(S/N)max相比較 , 二者之間的差別 。 準匹配濾波器輸出的最大信噪比與理想匹配濾波器輸出的最大信噪比之比值定義為失配損失 ρ, 經(jīng)過計算可求得 ??????