【正文】 壓保護(hù)、電平轉(zhuǎn)換，也可用來提供基準(zhǔn)電壓。穩(wěn)壓值低于 40V 的叫做低壓穩(wěn)壓二極管；高于 200V 的叫做高壓穩(wěn)壓二極管。穩(wěn)壓管的直徑一般只有 2mm，長度為 4mm。穩(wěn)壓二極管從材料上分為 N 型和 P 型兩種。 2．穩(wěn)壓二極管的用途 穩(wěn)壓二極管具有以下幾個作 用：第一，對漏極和源極經(jīng)行鉗位保護(hù)；第二，起到加速開關(guān)管導(dǎo)通的作用；第三，在開關(guān)電源中常用高壓穩(wěn)壓二極管代替瞬態(tài)電壓抑制器 TVS 對初級回路產(chǎn)生的尖峰電壓進(jìn)行鉗位；第四，在晶體管反饋回路中，常常在晶體管的發(fā)射極串聯(lián)一只穩(wěn)壓管作電壓負(fù)反饋，提高放大電路的穩(wěn)定性。設(shè)計人員根據(jù)需要選用。 ③ 溫度系數(shù) t? 。 . 快速恢 復(fù)二極管及 超快速恢復(fù)二極管 快速恢復(fù)二極管（ Fast Recovery Diod）和超快速恢復(fù)二極管（ Superfast Recovery Diod， SRD）時很多電子設(shè)備中常用的器件，在開關(guān)電源中也經(jīng)常用到。 1．超快速恢復(fù)二極管的性能特點(diǎn) ① 反向恢復(fù)時間 trr：通過二極管的電流由零點(diǎn)正向轉(zhuǎn)反向后，再由反向轉(zhuǎn)換到規(guī)定值的時間。一般來說，選用管子的整流電流時設(shè)計輸出電流的 3 倍以上。所謂共陰、共陽是指兩只二極管接法不同。一般正向電阻為 6 ?，反向電阻為無窮大，可從讀出的負(fù)載電壓計算出正向?qū)▔航?。超快速恢?fù)二極管的反向恢復(fù)時間在 20～ 50ns 之間；整流電流 Id 為最大輸出電流 IOM 的 3 倍以上，即 Id3IOM；最高反向工作電壓 VRM 為最大反向峰值電壓 V(BR) S 的 2 倍以上，即 VRM2V(BR)S。增強(qiáng)型 MOSFET 具有應(yīng)用方便的“常閉”特性（即驅(qū)動信號為零時，輸出電流等于零）。這時因為 MOSFET 是一種依靠多數(shù)載流子工作的單極型器件，不存在二次擊穿和少數(shù)載流子的儲存時間問題，所以具有較大的安全工作區(qū)、良好的散熱穩(wěn)定性和非?？斓拈_關(guān)速度。所有類型的有源功率因數(shù)校正器都是為驅(qū)動功率 MOSFET 而設(shè)計的，所以說，用作開關(guān)的 MOSFET 是任何雙極型功率晶體管所不能替代的。由于它沒有少數(shù)載流子的存儲效應(yīng)，所以它適用于 100~200MHz 的高頻場合，從而可以采用小型化和超小型化的磁性元件和電容器。MOSFET 從驅(qū)動模式上來分，屬于電壓控制器件，驅(qū)動電路設(shè)計比較簡單，驅(qū)動功率甚微，在啟動或穩(wěn)定工作條件下的峰值電流要比采用雙極型功率晶體管小得多。 MOSFET 對系數(shù)的可靠性與安全性的影響并不像雙極型晶體管那樣重要。 2. MOSFET 的驅(qū)動電路 MOSFET 的驅(qū)動電路如圖 22 和圖 23 所示。齊納二極管 DW1， DW2 反向串接在一起，用于對 VT 的柵 — 漏極進(jìn)行鉗位，放置驅(qū)動電壓 VGS 過高而使 VT 幾串。盡管 MOSFET 的輸入阻抗很高，但仍會產(chǎn)生充電電流。 圖 23 所示是加速漏極電流跌落時間、有利于零功率控制的電路。 TR1 1 0 0V T1GDSM T D 5 N2 5 E2 5 TNSR21 KIDV DV T2B C 5 5 7 圖 23 功率驅(qū)動電路 絕緣柵雙極晶體管 IGBT 絕緣柵雙極型晶體管（ IGBT）是一種大電流密度、高電壓激勵的場控制器件，是高壓、高速新型大功率器件。 IGBT 的主要特點(diǎn)是： ① 電流密度大，是 MOSFET 的 10 倍以上。 ③ 低導(dǎo)通 電阻。 ④ 擊穿電壓高，安全工作區(qū)大，在受到較大瞬態(tài)功率沖擊時不會損壞。耐壓為 1kV 的 IGBT 的關(guān)斷時間為 ，600V 的產(chǎn)品的關(guān)斷時間僅為 。有關(guān) IGBT 的圖形符號見圖 24。自激式開關(guān)電源觸發(fā)開關(guān)管的信號由自激振蕩產(chǎn)生，在一定程度上簡化了電路。這種前后不隔離的開關(guān)電源，當(dāng)由輸入供電整流輸入時，用電設(shè)備可能接通交流高壓輸入，使之應(yīng)用條件和范圍受到一定限制。輸入的直流電壓經(jīng)過開關(guān)管通 /斷控制變成周期性矩形波。 圖 31 自激式降壓型電源結(jié)構(gòu)圖 2．自激式降壓型電源工作原理 圖 22 所示的不隔離電源為自激式降壓型開關(guān)電源的基本電路。 VT1 和 T 組成最基本的間歇振蕩電路，VT1 無需外驅(qū)動脈沖。 圖 32 不隔離電源原理圖 降壓型電源保護(hù)電路 降壓型開關(guān)電源的輸出過壓保護(hù)至關(guān)重要，因為輸出電壓超壓，不僅開關(guān)電源本身受損，負(fù)載電路也同時會損壞。小電流的 VDVS和晶閘管 VS 封裝在同一芯片上， VDVS 擊穿后觸發(fā)大電流晶閘管 VS，使短路效果更可靠。 圖 32 不隔離電源原理圖 降壓型電源保護(hù)電路 降壓型開關(guān)電源的輸出過壓保護(hù)至關(guān)重要，因為輸出電壓超壓，不僅開關(guān)電源本身受損，負(fù)載電路也同時會損壞。小電流的 VDVS和晶閘管 VS 封裝在同一芯片上， VDVS 擊穿后觸發(fā)大電流晶閘管 VS，使短路效果更可靠。 圖 33 晶閘管過壓保護(hù)原理 自激式降壓型開關(guān)電源的過流保護(hù)相當(dāng)重要，因為自激式負(fù)載短路保護(hù)功能不可能代替負(fù)載過流保護(hù)。 最簡單的過流保護(hù)可通過在電路中加入負(fù)載電流 I0 取樣電路實現(xiàn)，原理見圖 24。R0。該電路具有自鎖功能，一旦負(fù)載電流增大的持續(xù)時間超過 C 的充電時間，電路觸發(fā)后，即使負(fù)載電流恢復(fù)正常也不能解除保護(hù)狀態(tài)，必須關(guān)斷電源排除過流因素，晶閘管才能復(fù)位。 R1 和 C1 構(gòu)成保護(hù)啟動延時電路，防止開機(jī)瞬間負(fù)載電流沖擊造成電路 誤動作。用分壓電阻將 U2分壓，將分壓點(diǎn)經(jīng)過穩(wěn)壓二極管接入晶閘管控制極。由于穩(wěn)壓管有比較準(zhǔn)確的穩(wěn)定電壓值，特性曲線比較陡，反向電流較小，因此這種過壓保護(hù)精度可以達(dá)到輸出電壓 2%以內(nèi)，優(yōu)于上述簡單的過壓保護(hù)電路。所以，保護(hù)電路按其保護(hù)方式，分為故障前保護(hù)和故障后保護(hù)。發(fā)生故障后，防止故障范圍擴(kuò)大，減小損失的硬保護(hù)措施，即為故障后保護(hù)。 1. 軟啟動電路 軟啟動電路的特點(diǎn)決定了在開關(guān)電源啟動時，開關(guān)管振蕩過程中的振蕩脈寬不是突然進(jìn)入額定脈寬，而是有一段啟動過程，即可避免接通電源瞬間沖擊電流對元器件的破壞性。開機(jī)瞬間，C312 兩端取樣電壓達(dá)到額定值需一定時間，在 C312 充電過程中，誤差放大器檢出的取樣電壓偏低 , 因而脈寬控制電路減小對開關(guān)管基極的分流，使振蕩電路脈寬增大，形成開機(jī)沖擊電流。為了避免這種硬啟動過程帶來的危害，通常在取樣分壓電路中加入軟啟動電路，如圖 211 中的 Ca。由取樣分壓器控制 VT 301 的導(dǎo)通程度，開關(guān)電源進(jìn)入正常的 穩(wěn)壓狀態(tài)。 2. 過流保護(hù)電路 對負(fù)載短路過流的保護(hù)，一般設(shè)在開關(guān)電源的輸出電路中，與不隔離式開關(guān)電源采用相同的電路。不過這種保護(hù)是間接的，對電壓精確度要求高的負(fù)載端，仍需設(shè)置前述過流保護(hù)電路。輸入過壓保護(hù)電路常和開關(guān)管過流保護(hù)電路共用控制電路，見圖 215。其輸入過壓保護(hù)原理是：在開關(guān)電源振蕩過程中 , 當(dāng)開關(guān)管截止時，集電極加有 Uin 和 T301 初級繞組感應(yīng)電壓 Ul 兩種電壓之和 , 即使正常工作的開關(guān)電源，開關(guān)管由導(dǎo)通進(jìn)入截止?fàn)顟B(tài)時，脈沖變壓器初級繞組感應(yīng)電壓 UL 也近似等于或大于輸入電壓 Uin。當(dāng)輸入電壓升高時，開 關(guān)管集電極反壓成倍升高 ,有時甚至超過其 Uceo 而擊穿。 自激電源的優(yōu)化 增大降壓比控制 洛陽理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文） 29 在圖 35 所示電路中，當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時，加在儲能電感兩端的為全部輸入電壓。但在脈沖幅度不變時，單純靠減小脈沖寬度有一定限度，即受到開關(guān)管可控導(dǎo)通時間的限制和輸出紋波增大的限制。解決上述問題的方法是將原儲能電感部分改為脈沖變壓器，即對原脈沖變壓器進(jìn)行改型。如果此脈沖變壓器初、次級繞組的匝數(shù)比增大，次級 釋放能量形成的感應(yīng)電壓則必然較低。除此之外，脈沖變壓器代替儲能電感后，電路的降壓功能不只依靠壓縮脈寬，還可以通過改變脈沖變壓器初、次級變比的方式得到設(shè)定的降壓輸出。脈沖變壓器 T 增設(shè)了副繞組④ ⑤ ，在電路的振蕩過程中，其元器件的作用與圖 22 所示的相同。洛陽理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文） 30 圖 35 降壓比增大電路 在圖 35 所示的電路中，還可以用增加副繞組的方式獲得另一組更低的輸出電壓，如圖中的 U3，因為開關(guān)電源工作在穩(wěn)壓狀態(tài)，所以 U3 基本上是穩(wěn)定的。此外， U3負(fù)載電流的變動還影響 T 初級的能量釋放過程，使主輸出端 U2 受到影響，使穩(wěn)壓器的穩(wěn)定度變差。在電器設(shè)備 中需要小功率低電壓副供電電源的情況下，一般采用這種方式，此時輸出 U3 與輸入電壓是隔離的。由于其待機(jī) /工作狀態(tài)時負(fù)載電流大幅度變化，因此電源的工作狀態(tài)也必須改變。當(dāng)電源接通后，輸入電壓經(jīng)橋式整流并濾波后，輸洛陽理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文） 31 出約 300 V 直流電壓，直接進(jìn)入 VT901 的集電極。 300 V 電壓正極經(jīng) R90 R903 和 R904 分壓，得到約 100 V 電壓對 C903 充電，其充電電流作為啟動脈沖送入 VT901 基極。在此過程中， T901 繞組① ③ 感應(yīng)的脈沖電壓以正反饋的形式加到VT901 基極，使 VT901 快速飽和。若 R905 選值過大，在電源電壓較低或負(fù)載 電流較大時，間歇振蕩會停振，因此該電路中 R905 選用 20 Ω。在這種情況下，VD910 對正反饋脈沖進(jìn)行鉗位，既維持間歇振蕩，又使自激反饋脈沖有所控制。啟動電路采用電容啟動，利用 C903 的充電電流作為 VT 901 的啟動洛陽理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文） 32 電流，這種啟動方式具有一定的保護(hù)作用。此時若電源工作正常，則在 VT901 截止期，續(xù)流二極管 VD902導(dǎo)通， C903 通過 R904 放電。因為 C903 的放電通路是 +B 負(fù)載，其處于非工作狀態(tài)，所以負(fù)載等效電阻極大， C903 放電時間常數(shù)增大。這種保護(hù)也稱為多次啟動保護(hù)，在開關(guān)電源有故障時，只要一次未啟動，即無啟動電流進(jìn)入 VT901 基極電路，以免因多次啟動而損壞 VT 901。這種電源有兩種接法： (1) 將開關(guān)管接在 T901 的后面， +B 輸出直接取自 開關(guān)管發(fā)射極。采用這種方式，脈沖變壓器必須有單獨(dú)的初級繞組，負(fù)載上得到的整流電壓是取自副繞組的脈沖，這樣使脈沖變壓器繞制工藝復(fù)雜化，同時主、副繞組的漏感、分布電容都不可避免地相應(yīng)增大。此繞組既是 VT901 的電流通路，也是儲能電感。 該電源由于 T901 和 VT901 的接法，無法從主負(fù)載端取樣，因此采用從儲能電感取樣的方式。 T901 繞組① ② 輸出脈沖經(jīng) VD903 整流和 C910 濾波，得到取樣電壓，正極進(jìn)入取樣放大器組件 HM9207 的 3 腳，負(fù)極進(jìn)入 5 腳 (也是 VT1 發(fā)射極 )，經(jīng) R R2 分壓后進(jìn)入 VT2 基極。當(dāng)開關(guān)電源輸出電壓升高時， C910 兩端電壓也升高， VT2 基極電壓變負(fù)，其集電極電流增大，使 VT 1 導(dǎo)通，其內(nèi)阻降低， VT 901 輸入電壓被分流而提前截止，振蕩脈寬變窄，輸出電壓降低 。串聯(lián)型開關(guān)電源開關(guān)管一旦洛陽理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文） 33 被擊穿， 300 V 左右的整流電壓通過 T901 繞組① ② 加到負(fù)載上，會造成設(shè)備損壞，因此應(yīng)在主電壓輸出端接入過壓保護(hù)晶閘管 VS 902。當(dāng)主輸出電壓超過 140 V 時，VZD909 被擊穿，晶閘管 VS902 導(dǎo)通，將電壓輸出端短路，開關(guān)電源停振處于保護(hù)狀態(tài)。若電壓偏高，過壓保護(hù)電路將動作，使電源無輸出。此時無行激勵脈沖，可加入 3 kΩ 電阻做負(fù)載，若電源正常，則可以輸出額定電壓。 洛陽理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文） 34 第 4 章 打印機(jī)開關(guān)電源 的設(shè)計 打印機(jī)開關(guān)電源 概述 打印機(jī)是現(xiàn)代辦公必備的設(shè)備之一，可以說，打印機(jī)的出現(xiàn)大大減輕的工作的勞動強(qiáng)度，提高了工作效率，使辦公環(huán)境變得更加輕松。下面我們以松下 KXFL513CN 電源電路板 (科迪辦公設(shè) 備班提供 )來分 析： 一、 實物圖 打印機(jī)開關(guān)電源 特點(diǎn) 打印機(jī)，其特點(diǎn)是負(fù)載功率變動較大，屬間歇性工作，假如該機(jī)為 35 V供電，其負(fù)載電流變動達(dá) 0～ 3 A。即使如此，打印機(jī)供電輸入也要求較高，一般穩(wěn)定在 220～ 240 V之間，以避免因輸入電壓的大幅度變動而降低開關(guān)電源負(fù)載調(diào)整率。正激式變換器向負(fù)載提供電流的方式不同，當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時，次洛陽理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文） 35 級二極管同時導(dǎo)通，向負(fù)載提供電流 。由于次級二極管同時導(dǎo)通，因此其磁化電流較反激式磁化電流小得多，磁化電流仍形成能量存儲。所以，正激式開關(guān)電源脈沖變壓器初、次級相位關(guān)系與反激式相反，同時還設(shè)有磁場能量釋放繞組。實際上正激式變換器 帶負(fù)載能力較強(qiáng)，對負(fù)載變動穩(wěn)定性能優(yōu)于反激式接法。 電路實例 分析 圖 41 所示為一種打印機(jī)開關(guān)電源電路。 35 V 輸出電壓經(jīng) R R21 分壓送入 VS6 的控制級，與其內(nèi)部 V 基準(zhǔn)電壓在比較 器中檢出誤差電壓，控制 VS6 的 AK 電流，使與之串聯(lián)連接的 OC2 發(fā)光二極管產(chǎn)生相應(yīng)的電流變化。當(dāng)次級 35 V 輸出電壓升高時， VS6 電流增大，經(jīng) OC2 使 VT4 對正反饋脈沖分流增大， VT1 提前截止，輸出電