【正文】 邊輸出的 A、 B、 C 相上， A 相調(diào)差電阻 Ra 接 B、 C 相電偏差，B 相調(diào)差電阻 Rb 接 C、 A 相電流差， C 相調(diào)差電阻 Rc 接 A、 B 相電流差，輸出相電壓為： Va’=VaIbc178。 Ra Vc=VcIab178。見圖 34（ a） b) COS4=0（帶純無功負(fù)載） 28 加到 測(cè)量變壓器原方的相電壓是發(fā)電機(jī)電壓互感器的副方電壓與無功電流所產(chǎn)生的附加電壓的代數(shù)和，使得電壓三角形△ a’b’c’大于原來的電壓三角形△ abc，這樣測(cè)量變壓器感受到的電壓大些，經(jīng)調(diào)節(jié)器的作用自動(dòng)減小發(fā)電機(jī)勵(lì)磁，使發(fā)電機(jī)電壓下降，因而增大了調(diào)差系數(shù)圖 34（ b） c)0＜ COS4＜ 1 這時(shí)定子電流可分解為有功電流分里和無功電流分里，從上通分析可知，電壓三角形△ a’b’c’儀與無功電流有關(guān)，基本上與有功電流有關(guān)，△ a’b’c’仍為一等邊三角形，隨無功電流分量的增大而增大，測(cè)量變壓器感受到的發(fā)電機(jī)電壓“虛假”上升 ，使調(diào)節(jié)器作用于減小勵(lì)磁，降低發(fā)電機(jī)電壓，因而增大了調(diào)差系數(shù) 34（ c） 為了使調(diào)差系數(shù)在需要的范圍內(nèi)調(diào)整，調(diào)差電阻一般由若干段電阻串聯(lián)組成，由轉(zhuǎn)換開關(guān)調(diào)整（分檔），逐檔增減調(diào)差電阻時(shí)，調(diào)差系數(shù)也相應(yīng)增減，一般可在 0~5%范圍內(nèi)調(diào)整。 對(duì)元相橋式整流的直流電壓按富氏級(jí)數(shù)展開，得 Vd=(1+ 13112? COS12wt 25232? COS24wt+?? ) 其中式中 Vm= 2 V2 V2一線電壓幅值 由上式知，元相橋式整流輸出電壓中最低次交流諧波頻率為基波頻率的十二倍，當(dāng)電源頻率為 50HZ 時(shí)，最低次諧波頻率為 600HZ，其副值為直流分量的 %，基佗高次諧波，頻率愈高其幅值愈小，所以六相整流后直流電壓不是很平穩(wěn)。 測(cè)量整流電路輸出的是脈動(dòng)的直流電壓，除直交流外還有少量諧波分量，為了整定電路和在平滑電壓下良好的工作，所以應(yīng)有濾波電路，針對(duì)元相整流橋的設(shè)計(jì)，濾波電路選擇橋式濾波器，其原理是濾去某一選定頻率的諧波電壓，由于它能快速地反應(yīng)輸入電壓的變化，濾波器的時(shí)間常數(shù)很小，所以又稱為快速濾波器，當(dāng)輸入諧波電壓的頻率等于濾波器波過頻率 FO 時(shí)，電橋處于 平衡：21RR =43ZZ 式中： Z3— R3 C1串聯(lián)支 s 路阻抗 Z4— R4 C2并聯(lián)支路阻抗 多相整流的諧波電壓中最低次諧波的幅值最大，稱為主諧波是選 30 頻濾波的對(duì)象，對(duì)于六相橋式整流應(yīng)選 600HZ。 比較整定電路 比較整定電路是側(cè)量比較單元的核心環(huán)節(jié)，它的任務(wù)是進(jìn)行電壓比較和電壓整定。 31 電壓整定，一般是調(diào)整整定電位置器滑動(dòng)觸點(diǎn)的位置，它的作用是改變發(fā)電機(jī)給定值。 如圖（ a）當(dāng)輸入的測(cè)量電壓 Vc 由 0 逐漸增加時(shí)，第一條支路中，在穩(wěn)壓管 WY1 擊穿以前，可以看成為開路，支路無電流通過 Vcb=0，當(dāng) Vc 等于或大于穩(wěn)壓管的 WY1擊穿電壓 Vw 后，第一條支路的電流通過， V 點(diǎn)電位上升，而第二條支路在 WY2 未擊穿以前， P 點(diǎn)電位隨隨入電壓逐漸升高，當(dāng) VcVw 穩(wěn)壓管 WY2 擊穿后， VBO=UN 保持平度，比較橋輸出的電壓（比較） Vb 取自對(duì)角線 C 點(diǎn)和 D 點(diǎn)， CD兩點(diǎn)的電位差，為比較橋的輸出特性。 15% 33 綜合放大單 元 綜合放大單元是半導(dǎo)體勵(lì)磁調(diào)節(jié)器中溝通測(cè)量比較單元，與移相觸發(fā)單元的一個(gè)中間單元，它不僅有效放大信號(hào)和綜合信號(hào)以及功放輸出入限幅等任務(wù)，并且能實(shí)現(xiàn)多種調(diào)節(jié)規(guī)律，由于它放大的是緩慢變化的信號(hào)，所以采用的是直流放大器。 對(duì)綜合放大單元的要求是： 1）具有線性地綜合多個(gè)輸入控制信號(hào)的能力。 同時(shí)考慮到運(yùn)算放大器具有：（ 1）開環(huán)放大倍數(shù)相當(dāng)大，并引入 33 深度負(fù)反饋。 此電路是由商放大倍數(shù)的固體組件放大器加上深度負(fù)反饋，以及輸出輸入限幅和功率放大等環(huán)節(jié)構(gòu)成，輸入端可綜合我種信號(hào)，包括比較整定電路率和電壓偏差信號(hào)以及其他控制附加信號(hào)，集成元件放大經(jīng)負(fù)反饋電阻構(gòu)成閉環(huán)后，閉環(huán)放大倍數(shù)由幾倍到幾十倍可調(diào)，轉(zhuǎn)換開 關(guān) HK 改變固定的負(fù)反饋電阻作為精調(diào)，電位器 W4作為放大器的放大倍數(shù)細(xì)調(diào)。 集成元件運(yùn)算放大器本身帶負(fù)荷能力較差，則在輸出端外接一級(jí)互補(bǔ)射跟隨時(shí)器，作為功率放大，限制電阻 R R11 可防止跟隨器輸出端短路進(jìn)燒壞管子，其阻值根據(jù)輸出 T T2 管元件最大集電極電流計(jì)算和選擇。 外接調(diào)零電路（ W1）用來保證輸入電壓為零時(shí)，輸出電壓也為零。 外接消振電路（ C RB）用來消除高頻自激振蕩，用 RC 消振比單獨(dú)用電容消振好，且消振后的頻帶較寬。 移相觸發(fā)單元的組成圖如 310，一般由同步、移相脈沖形成，脈沖放大等幾個(gè)基本環(huán)節(jié)組成，為了改進(jìn)脈沖質(zhì)量，可加上整形、放大、反饋等輔助環(huán)節(jié)，本設(shè)計(jì)設(shè)加但為了更好地可 靠性，本設(shè)計(jì)加了一個(gè)自動(dòng)跟蹤手動(dòng)控制部分，在 PC 斷線進(jìn)可以自動(dòng)切換到手動(dòng)控制。在中、小型機(jī) 35 組中應(yīng)用較廣。 余弦波移相觸發(fā)電路，以余弦波作為同步電壓，因而整流橋輸出的直流電壓與機(jī)端電壓變化線性關(guān)系。 單穩(wěn)態(tài)移相觸發(fā)電路，采用控制單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器暫移時(shí)間的方法來接制輸出脈沖 相應(yīng)，線性度稍差。 （ 二 ）同步電壓的要求 可控硅整流電路要求在可按硅每次隨正向電壓的時(shí)候。 三相合控整流電路中，共陽極組的可控硅是有在基陽極電位最高的一般區(qū)間內(nèi)有才可能導(dǎo)通，藝陽極組的觸發(fā)脈沖在這一區(qū)間發(fā)出才有效。同理基陽極組的三相觸發(fā)脈沖按 C、 A、 B 相順序隔 120176。發(fā)出。 （三）鋸齒波移相觸發(fā)電路原理分析及設(shè)計(jì) 鋸齒波移相觸發(fā)電路，由于鋸齒波在線性度和對(duì)稱度稱好，移相范圍較寬鋸齒波可受到流電壓的波動(dòng)影響，所以，在半導(dǎo)體，勵(lì)磁調(diào)節(jié)器中采用較為普遍。 如圖 3— 11 所示，同步 電壓 VT 通過二極管 D 加到電容 C2，兩端C1上的電壓波形，即 A 點(diǎn)電位變化如圖，用 A 點(diǎn)電位去控制三級(jí)管T1的通斷。這時(shí) T2開始充電，充電回路由 +Ec 經(jīng) R C2然后分兩支到 EC，這時(shí)， T2 由原來的飽和導(dǎo)通狀態(tài)轉(zhuǎn)為放大狀態(tài)。因而在電容 C2充電過程中，可以認(rèn)為 B 點(diǎn)電位基本恒定，意味著在充 37 電過程中 R4上的電阻壓降恒定。電容 C2 上的電壓由零向負(fù)值線性地上升，得到線性度很好的鋸齒波電壓三級(jí)管T2的輸出電壓 Usc 跟蹤 C2 的充電電壓，與 C2上的電壓基本相同，故Usc 也是鋸齒波。移相范圍寬。 由于 T2管的放大倍數(shù)高， C 點(diǎn)位雖 上升， B 點(diǎn)電位可以認(rèn)為基本恒定，這就是恒流充電鋸齒波發(fā)生電路的基本工作原理。當(dāng) VC=VK 時(shí)的瞬間，基極電位高于發(fā)射極電位， T 截止，這時(shí)在脈沖變 壓器 MB 副方感應(yīng)一個(gè)負(fù)脈沖，但由于 D D5 的作用，不會(huì)輸出，當(dāng)電容放電到 VC=VK 的時(shí)刻之后，基極電位低于發(fā)射摳電位，三極管 T 又由截止變?yōu)閷?dǎo)通，集電極電流 IC 突然增大，這個(gè)電流通過脈沖變壓器原方（ MB），其副方將感應(yīng)正脈沖電壓輸出。三極管 T 工作在開關(guān)狀態(tài)，在每一周期內(nèi)， T 由導(dǎo)通截止。改變控制 38 電壓 Vk 的大小，即改變 Vk 與鋸齒波放電段的交點(diǎn)。 這種觸發(fā)電路的鋸齒波工作段為負(fù)斜面，控制舊壓 VK 增大時(shí)，脈沖前稱， VK 減小時(shí)，脈沖后移，另有一種觸發(fā)電路，基鋸齒波工作段為正斜率， VK 增大，脈沖后移； VK 減少，脈沖前移。 39 40 第二部分 勵(lì)磁系統(tǒng)的性能分析 由第一部分的基本設(shè)計(jì)，一個(gè)完整的同步發(fā)電機(jī)勵(lì)磁系統(tǒng)已經(jīng)建立起來，占其它控制系統(tǒng)一樣，該系統(tǒng)如果也是由控制對(duì)象和控制器以及執(zhí)行 環(huán)節(jié)組成。下面我就在建立由文字模型基礎(chǔ)上，分析已設(shè)計(jì)的系統(tǒng)有關(guān)性能。 11 測(cè)量比較單元 測(cè)量比較單元由測(cè)量變壓器，調(diào)節(jié)環(huán)節(jié)，整流濾波電路及測(cè)量比較電路組成，其中整流濾波電路具有延時(shí)，可用一階慣性環(huán)節(jié)來近似描述 . 其它一般可以忽略它 們的延時(shí) 41 因此測(cè)量批發(fā)電路的傳遞函數(shù)可用下式表示 GR（ S） = STRKR 12 綜合放大單元的傳遞函數(shù) 綜合放大單元在半導(dǎo)體型調(diào)節(jié)器中是由運(yùn)算放大器組成，傳遞函數(shù)通?？梢暈榉糯笙禂?shù)為 K 的一階慣性環(huán)節(jié)，可表示為： GA（ S） = STAKA??1 KA：電壓放大系數(shù) TA：放大器時(shí)間常數(shù)采和運(yùn)算放大系數(shù)為 K 的放大器響應(yīng)快可近似認(rèn)為 TA=0 13 功率主大單元的傳遞函數(shù) 本設(shè)計(jì)中半導(dǎo)本勵(lì)磁調(diào)節(jié)器的功率放大單元是三柯全控橋式整流由于晶閘管整流元件工作是斷續(xù)的，可控硅整流器輸出平均電壓，滯后觸發(fā)器控制電壓的時(shí)間與整流電器有關(guān)，其最大可滯后時(shí)間 TZ+mf1= 5061? =3001 M 為整流控制相數(shù) F 為電源頻率 由以上發(fā)析得：整流電路輸出電壓方程： 42 Ud= 式中 Kz:ud 和 uk 之間的放大倍數(shù) 上式經(jīng)拉氏變換得傳遞函數(shù)為： G（ S） =)( )(SUkSUd=KZ178。 G STdoKGSG ???? 1)( 式中 KG：發(fā)電機(jī)放大系數(shù) TD：表示時(shí)間常數(shù)，忽略飽和現(xiàn)象查得 TD。 cs）178。1))1)1( 代入數(shù)據(jù)： TA=OS Tz=3001 S T’do=6178。 則開環(huán)極點(diǎn)為： S1=300， S2=,S3= 開環(huán)零噗卻在無窮遠(yuǎn)處： 閉環(huán)傳遞函數(shù)： Gcs=KZSSSSKZ?????))()(30011()( = 2 8 1 2 )( 223 ???? ? KZSS SKZ 代入數(shù)據(jù)，并設(shè) KR=1 則 所以閉環(huán)傳遞的函數(shù)的特征議程為： 0143 02 23 ??????? KZSSS 44 故本方案建立的勵(lì)磁系統(tǒng)模型為三階模型 第二章 動(dòng)態(tài)性以分析 在上述已建立的傳遞函數(shù)基礎(chǔ)上，我們運(yùn)和自動(dòng)控制理論加有關(guān)方法及計(jì)算機(jī)輔助分析來分析已設(shè)計(jì)的系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能包括暫態(tài)性能穩(wěn)定性以及穩(wěn)態(tài)性能。 （一）田建立的系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型的傳遞函數(shù)如： 開環(huán)傳遞函數(shù)為： Gocs=))(1 5 )(3 0 0( ??? SSS KZ KZ= 則分母階段 n3 分子階段 m=0 三個(gè)極點(diǎn)分別為 300 零點(diǎn)為 0 nm=3 故應(yīng)有三條漸近線 1）漸近線傾角 45 ,2,1,0)/()12( ???? kmnk ?? ? 1=3? ， ? 2=? ? 3=35 ? 2）漸近線形心： S=（ S1+S2+S3） /3= 3）根軌跡實(shí)軸分離點(diǎn)計(jì)算確是： 財(cái)閉環(huán)特征方程得 =（ S3++） =0 解方程求根得： S1= S2=（舍） 代入（ 1）方程 K 得 KZ1= 所以 KZ1=KZ1/= 此即為實(shí)軸上分離點(diǎn)處的所對(duì)應(yīng)的KZ 值由自控理論知即為系統(tǒng)臨界阻尼處，在 0Kz 段為過阻尼在 KzKmax 為欠阻尼，其中 Kmax 為虛軸交點(diǎn)處的 KZ 值也即為臨界穩(wěn)定的 Kz 值，礦據(jù)見下計(jì)算（ 4） 4）蘿斯判據(jù) S3++++KZ1=0 S3 1 0 S2 +KZ1 0 S1 b1 S0 +KZ1 Br=a1 1 +KZ1 46 = (+? ) 如果系統(tǒng)穩(wěn)定則有 ? 0 +KZ10 ∴ 0KZ1 則 0KZ1 ∴ 0KZ1 綜合分離點(diǎn) KZ1的值，則 KZ1 在此范圍內(nèi)系統(tǒng)處于穩(wěn)定狀態(tài) 根據(jù)軌跡如下圖： 由圖可知：當(dāng) 0K 時(shí)，根軌跡在左半軸平面此時(shí)系統(tǒng)穩(wěn)定 K= 時(shí)，系統(tǒng)臨界穩(wěn)定當(dāng) K 時(shí)根軌跡進(jìn)行右半平面，此時(shí)系統(tǒng)不穩(wěn)定。 22 利用時(shí)域仿真 校驗(yàn)勵(lì)磁控制系統(tǒng)的暫態(tài)性能指標(biāo) 該方法是利用計(jì)算機(jī)時(shí)域仿真程序?qū)σ阎南到y(tǒng)傳遞函數(shù)進(jìn)行仿真從其輸出的結(jié)果中分析放大倍數(shù) K 的最佳取值。研究表明，互聯(lián)系統(tǒng)本身因有的自然一尼微弱性是發(fā)生這種現(xiàn)象的主要原因，而勵(lì)磁調(diào)節(jié)器的調(diào)節(jié)又使系統(tǒng)產(chǎn)生阻尼效應(yīng)，導(dǎo)致電力系統(tǒng)產(chǎn)生低，頻振蕩，但是當(dāng)系統(tǒng)引入適當(dāng)?shù)男盘?hào)，可以增加系統(tǒng)的阻尼，對(duì)克服增長(zhǎng)性的振蕩是一種有效的措施。例如系統(tǒng)處于小擾動(dòng)情況下，同時(shí)對(duì)發(fā)電機(jī)做如下假設(shè)： 忽略阻尼效應(yīng)。 選定初始點(diǎn)后，飽和效應(yīng)可以忽略。 32 同步發(fā)電機(jī)動(dòng)態(tài)方程及穩(wěn)定數(shù)據(jù) 根據(jù)對(duì)暫態(tài)電勢(shì) E9 的方程式發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子運(yùn)動(dòng)療程?！?Ede/c1+K3Tdo’sK3K4△ S/c1+k3Tdo’s 51 △ M178?！?S+K2△ Eq’ △ Ug=K1178?！?w/s 其中： K1=（ XqXd’） (X’d=Xe)+U， ./(Xe+Xq) 表示在恒定的轉(zhuǎn)子 d 軸磁鏈下，當(dāng)轉(zhuǎn)子相位角有小變化時(shí)，所引起的電磁轉(zhuǎn)矩變化的系數(shù)。 K4=（ XdXd’） U178。 sinSo/U6178。 u,udG178。 (X9+Xe) 表示示恒 d 軸磁鏈下，轉(zhuǎn)子相位角小的變