【正文】 (2) 開關器件一般都工作在開關狀態(tài)，導通時阻抗很小，接近短路，管壓降接近于零，電流由外電路決定；阻斷是阻抗很大，接近于斷路，電流幾乎為零，管子兩端電壓由外電路決定。 (4) 電路中的開關器件有信息電路電件的驅動電路。導通時，器件上有一定的通態(tài)壓降；形成通態(tài)損耗阻斷時，開關器件上有微小的斷態(tài)電流流過；形成斷態(tài)損耗時，在開關器件開通或斷開地轉換過成中產生開通損耗和關短損耗，總成開關損耗子來控制，在主電路和控電路之間需要一定的中間電路對控制電路的信號進行放大，這就是開關器。 開關器件的組成 開關電源系統(tǒng)由控制電路、驅動電路、以及開關器件為核心的主電路組成。 開關電源系統(tǒng)中需要有檢測電路。 開關器件一般有三個端子，其中兩個來連接在主電路中，而第三端被稱為控制端或者控制極。 開關器件的分類 開關器件按照豈能被控制電路信號所控制的程度分為以下三類。 陜西理工學院畢業(yè)設計 第 21 頁 共 46 頁 (2) 全控制型器件 通過控制信號既可控制其導通又可控制其關斷，又稱自關斷器件，如電力場效應管 MOSFET、門極可關斷晶閘管 GTO。如 電力二極管只有兩個端子，它的通斷是由其在主電路中承受的電壓和電流絕定的。但通常指后者中的 MOS 管，即 MOSFET（ Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）。和普通 MOS 管一樣，它也有： 耗盡型：柵極電壓為零時，即存在導電溝道。 增強型：需要正偏 置柵極電壓，才生成導電溝道。一般使用的功率 MOSFET 多數(shù)是 N 溝道增強型。驅動功率小，速度高，安全工作區(qū)寬。適合低壓 100V 以下，是比較理想的器件。其 速度可以達到幾百 KHz，使用諧振技術可以達到兆級。 （ 1） 轉移特性： ID 隨 UGS 變化的曲線，成為轉移特性。 （ 2） 輸出特性（漏極特性） 輸出特性反應了漏極電流隨 VDS 變化的規(guī)律。下圖反映了這種規(guī)律。 VGS=0 時的飽和電流稱為飽和漏電流 IDSS。 該參數(shù)隨溫度上升線性增加。 （ 4）跨導： 陜西理工學院畢業(yè)設計 第 22 頁 共 46 頁 MOSFET 的增益特性稱為跨導。 （ 5）柵極閾值電壓 柵極閾值電壓 VGS 是指開始有規(guī)定的漏極電流（ 1mA）時的最低柵極電壓。 （ 6）電容 MOSFET 的一個明顯特點是三個極間存在比較明顯的寄生電容，這些電容對開關速度有一定影響。器件開通延遲時間內 ,電荷積聚較慢。最后，當電壓增加到一定程度后，電荷增加再次變慢，此時管子已經(jīng)導通。不同的是，它的安全工作區(qū)是由四根線圍成的。最大漏源極電壓 VDSM：它由器件的反向擊穿電壓決定。 漏源通態(tài)電阻 Ron：這是 MOSFET 必須考慮的一個參數(shù)，通態(tài)電阻過高，會影響輸出效率，增加損耗。 （ IGBT） IGBT是功率 MOSFET和雙極型功率晶體管組合在一起的復合功率器件。 根據(jù) IGBT是 MOSFET和雙極型功率晶體管的復合器件，它具有以下特點。因此 IGBT是一種電壓控制器件。 （ 3）當在 IGBT的集電極和發(fā)射極之間施加負電壓時，由于 P? N結處于反偏狀態(tài)，在集電極和發(fā)射極之間不可能有電流流過。 （ 4） IGBT 處于導通時， CEU 的大小能反映過流情況。 通過以上 分析可以看出， IGBT具有正反相阻斷電壓高、通態(tài)電流大及通過電壓來控制其導通或關斷等特點。 陜西理工學院畢業(yè)設計 第 23 頁 共 46 頁 PWM 調制技術 PWM 逆變電路及其控制方法 PWM控制技術在逆變電路中的應用十分廣泛，目前中小功率的逆變電路幾乎都采用了 PWM技術。 PWM 逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種。在電壓型逆變電路的 PWM 控制中，運用調制法，即把希望輸出的波形作為調制信號，把接 受調制的信號作為載波，通過信號波的調制得到所期望的 PWM 波形。因為等腰三角波上任一點的水平寬度和高度成線性關系且左右對稱，當它與任何一個平緩變化的調制信號波相交時，如果在交點時刻對電路中開關器件的通斷進行控制，就可以得到寬度正比于信號波幅值的脈沖，這正好符合 PWM控制的要求。 開關電源大多 采用的是三相橋式 PWM型逆變電路，如圖 114所示，這種電路都是采用雙極性控制方式。在 ru 的一個周期內，輸出的 PWM 波形只有 177。在調制信號 ru 和載波信號 cu 的交點時刻控制各開關器件的通斷。 。當 rUu cu 時，給上橋臂 V1以導通信號，給下橋臂 V4以關斷信號，則 U相相對于直流電源假象中點 N′ 的輸出電壓 UNu? ? /2dU 。 V1 和 V4的驅動信號始終是互補的。 V相和 W相的控制方式都和 U相相同。 在電壓型逆變電路的 PWM 控制中，同一相上下兩個橋臂的驅動信號都是互補的。死區(qū)時間的長短主要由功率開關器件的關斷時間來決定。 ++?調 制電 路ur Uur Vur WucN V D5 V D2N ′V3V5 V D1 V D3V4V6V2 V D4 V D6UVWV1Ud/2Ud/2 圖 三相 橋式 PWM 型逆變電路 陜西理工學院畢業(yè)設計 第 24 頁 共 46 頁 圖 三相橋式 PWM 逆變電路波形 PWM調制方式可分為異步調制和同步調制。調制方式正式根據(jù)載波和信號波是否同步及載波比的變化情況而確定的。在異步調制方式中，通常保持載波頻率 cf 固定不變，因而當信號波頻率 rf 變化時， 載波比 N是變化的。當信號波頻率較低時，載波比 N 較大，一周期內的脈沖數(shù)較多，正負半周期脈沖不對稱和半周期內前后 1/4 周期脈沖不對稱產生的不利影響都較小， PWM 波形接近正弦波。這就使得輸出 PWM 波和正弦波的差異變大。因此，在采用異步調制方式時，希望采用較高的載波頻率，以使在信號波頻率較高時仍能保持較大的載波比。在基本同步調制方式中，信號波頻率變化時載波比 N 不變，信號波一個周期內輸出的脈沖數(shù)是固定的，脈沖相位也是固定的。同時，為了使一相得 PWM 波正負半周期對稱， N 應取奇數(shù)。 cf 過低時由調制帶來的諧波不易濾除。當逆變電路輸出頻率很高時，同步調制時的載波頻率cf 會過高，使開關器件難以承受。即把逆變電路額輸出頻率范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內都保持載波比 N 為恒定，不同頻段的載波比不同。在輸出頻率低的頻段采用較高的載波比，以使載波頻率不致過低而對負載產生不利影響。 PWM逆變電路的諧波分析： PWM逆變電路可以使輸出電壓、電流接近正弦波，但由于使用載 波對陜西理工學院畢業(yè)設計 第 25 頁 共 46 頁 正弦信號波調制，也產生了和載波有關的諧波分量。主要分析雙極性 SPWM波形。以載波周期為基礎，再利用貝塞爾函數(shù)可以推導出 PWM 波的傅里葉級數(shù)表達式，但這種分析過程相當復雜，而其結論卻是很簡單而直觀的。三相橋式 PWM 逆變電路可以每相各有一個載波信號，也可以三相公用一個載波信號。在其輸出線電壓中，所包含的諧波角頻率為 ?? rk? ， （ 16） 式中， 1,3,5,n? ??? 時， ? ?3 2 1 1, 1, 2 , 。但在實際電路中 ，由于采樣時刻的誤差以及為避免同一上下橋臂直通而設置的電壓死區(qū)的影響，諧波的分布情況將更為復雜。從以上分析中可以看出， SPWM波形中所含的諧波主要是角頻率為 c? 、 2c? 及其附近的諧波。載波頻率越高， SPWM波形中諧波頻率就越高，所需濾波器的體積就越小。如濾波器設計為高通濾波器，且按載波角頻率 c? 來設計，那么角頻率為 2c? 、3c? 等及其附近的諧波也就同時被濾除了。這種方法不是用信號波對載波進行調制，而是把希望輸出的電流或電壓波形作為指令信號，把實際電流或電壓波形作為反饋信號，通過兩者的瞬時值比較來決定逆變電路各功率開關器件的通斷，使實際的輸出跟蹤指令信號變化。跟蹤控制法中有滯環(huán)比較方式和三角波比較方式。 滯環(huán)比較方式是把指令電流 i? 和實際輸出電流 i 的偏差 ii?? 作為帶有滯環(huán)特性的比較器的輸入，通過其輸出來控制功率器件 V1和 V2的通斷。 采用滯環(huán)比較方式也可以實現(xiàn)電壓跟蹤控制，把指令電壓和半橋逆變電路的輸出電壓進行比較，通過濾波器濾除偏差信號中的諧波分量，濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器，由比較器的輸出控制主電陜西理工學院畢業(yè)設計 第 26 頁 共 46 頁 路開關器件的通斷，從而實現(xiàn)電壓跟蹤控制。另外，因輸出電壓是 PWM 波形，其中含有大量的高次諧波，故必須用適當?shù)臑V波器濾除。把指令電流 Ui? 、Vi?和Wi?和逆變電路實際輸出的電流 Ui 、 Vi 和 Wi 進行比較，求出偏差電流，通過放大器放大后，再去和三角波進行比較，產生 PWM 波形。在這種三角波比較控制方式中，功率開關器件的開關頻率是一定的，即等于載波頻率，這給高頻濾波器的設計帶來方便。和滯環(huán)比較控制方式相比，這種控制方式輸出電流所含的諧波少，因此常用于對諧波和噪聲要求嚴格的場合。晶閘管相控整流電路的輸入電流滯后于電壓，其滯后角隨著觸發(fā)延遲角 α 的增大而增大，位移因數(shù)也隨之降低。如前所述， PWM 控制技術首先是在直流斬波電路和逆變電路中發(fā)展起來的。 SPWM控制技術已在交流調速用變頻器和不間斷電源中獲得了廣泛的應用。通過對 PWM整流電路的適當控制，可以使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數(shù)近似為 1。 和逆變電路相同， PWM整流電路也可分為電壓型和電流型兩大類。以單相全橋電路為例說明 PWM 整流電路的工作原理。由于電感 Ls的濾波作用，高次諧波電壓只會使交流電流 is產生很小的脈動，可以忽略。在交流電源電壓 us一定的情況下， is的幅值和相位僅由 uAB中基波分量 uAbf的幅值及其與 us的相位差來決定。 ，或使 is與 us的相位差為所需要的角度。圖 a中， ABU? 滯后 sU? 的相角為 δ ， sI? 和sU? 完全同相位，電路工作在整流狀態(tài)，且功率因數(shù)為 1。圖 b中 ABU? 超前 sU? 的相角為 δ ， sI? 和 sU? 的相位正好相反，電路工作在逆變狀態(tài)。而且，這兩種方式都可以 在單位功率因數(shù)下運行。圖 c 中 ABU? 滯后 sU? 的相角為δ， sI? 超前 sU? 90176。在圖 d的情況下，通過對 ABU? 幅值和相位的控制，陜西理工學院畢業(yè)設計 第 27 頁 共 46 頁 可以使 sI? 比 sU? 超前或滯后任一角度φ。圖中 LS、 RS含義和圖 的單相全橋 PWM 整流電路完全相同。對電路進行 SPWM控制，在橋的交流輸入端 A、 B和 C可得到 SPWM電壓，對各相電壓按圖 制，就可以使各相電流 ia、 ib 、 ic為正弦波且和電壓相位相同，功率因數(shù)近似為 1。 負載ABCLsRsV1V3V5 V D1 V D3 V D5+CV4V6V2 V D4 V D6 V D2uduaubuciaibic 圖 三相橋式 PWM 整流電路 陜西理工學院畢業(yè)設計 第 28 頁 共 46 頁 PWM整流電路的控制方法：為了使 PWM整流電路在工作時功率因數(shù)近似為 1，即要求輸入電流為正弦波且和電壓同相位，可以有多種控制方法。 （ 1）間接電流控制 間接電流控制也稱為相位和幅值控制。圖 119為間接電流控制的系統(tǒng)結構圖，圖中的 PWM整流電路為圖 的三相橋式電路。直流電壓給定信號 du? 和實際的直流電壓 ud比較后送入 PI調節(jié)器， PI調節(jié)器的輸出為一直流電流指令信號 id， id的大小和整流器交流輸入電流的幅值成正比。當負載電流增大時，直流側電容 C放電而使其電壓 ud下降， PI調節(jié)器的輸入端出現(xiàn)正偏差，使其輸出 id增大， id的增大會使整流器的交流輸入電流增大，也使直流側電壓 ud回升。當負載電流減小時，調節(jié)過程和上述過程相反。達到穩(wěn)定時， du 和du? 仍然相等， PI調節(jié)器輸入恢復到零，其輸出 id為負值，并與逆變電流的大小相對應。圖中兩個乘法器均為三相乘法器的簡單表示，實際上兩者均由三個單相乘法器組成。各相電源相電壓 ua 、 ub 、 uc分別減去前面求得的輸入電流在電阻 R 和電感 L上的壓降，就可得到所需要的整流橋交流輸入端各相的相電壓 uA、 uB和 uC的信號，用該信號對三角波載波進行調制，得到 PWM開關信號去控制整流橋，就可以得到需要的控制效果。當 Ls和 Rs的運算 值和實際值有誤差時，必然會影響到控制效果。因此，間接電流控制的系統(tǒng)應用較少。直接電流控制中有不同的電流跟蹤控制方法，圖 給出的是一種最常用的采用電流滯環(huán)比較方式的控制系統(tǒng)結構圖。其外環(huán)是直流電壓控制環(huán)，內環(huán)是交流 電流控制環(huán)。外環(huán) PI 調節(jié)器的輸出為直流電流信號 di ,di 分別乘以和 a、 b、 c三相相電壓同相位的正弦信號，就得到三相交流電流的正弦指令信號 ai? 、 bi? 和 ci?