【正文】 遠滿足不了日新月異的電信網(wǎng)的技術(shù)要求。從提高工作可靠性、擴容能力等方面出發(fā)，應采用分散式供電制式逐步取代集中式供電；為滿足通信網(wǎng)的技術(shù)要求，也為了適合在分散式供電中使用，應大力推廣高頻開關(guān)電源等一批新電源設備以取代傳統(tǒng)的晶閘管相控電源。第二部分介紹了 PWM 軟開關(guān)的設計，采用了的芯片是 UC3875，對 PWM電流模式控制的變換器進行了較為深入的探討，與傳統(tǒng)的電壓模式控制，電流控制模式有著明顯的優(yōu)越性，具體的分析過程見第四章。 課題簡述 研究課題的意義 目前，直流電源主要包括三種：相控電源、線性電源、開關(guān)電源。線性電源也是一種常用的穩(wěn)壓電源，通過串聯(lián)調(diào)整管可以連續(xù)控制，它的功率調(diào)整管總是工作在放大區(qū)，流過的電流是連續(xù)的。 開關(guān)電源的功率調(diào)整管工作在開關(guān)狀態(tài)，功率損耗小，效率高，由于開關(guān)工作頻率高， 變壓器的體積大大減小，濾波電感、電容數(shù)值較小。而高頻開關(guān)電源體積小、重量輕、頻率高、輸出紋波小、模塊疊加、 N+1 備份設計、便于計算機管理等優(yōu)點，符合現(xiàn)代電源的潮流。 本課題的研究方法 我們知道，高頻開關(guān)電源性能優(yōu)于相控整流電源，它能否得到廣泛工業(yè)應用的關(guān)鍵是其可靠性，特別是輸出直流電壓較高時 應能可靠工作。在本系統(tǒng)中，我們先通過對高頻開關(guān)電源的主電路拓撲結(jié)構(gòu)的分析，并結(jié)合系統(tǒng)的技術(shù)參數(shù)，確定系統(tǒng)的主電路拓撲，設計出主電路；然后結(jié)合系統(tǒng)的具體情況，設計出濾波、整流、軟啟動和保護控制部分。系統(tǒng)要達到的技術(shù)指標如下： 輸入電壓： 380V 波動范圍177。 輸出電壓：標稱 48V。 輸出電流：額定值 50A。 諧波幅度：小于等于 150mV（ 0~20mHz） 。 基本計算 為了便于后面的設計計算，先作如下計算： 1 設整機效率為 ?? （其中功率 PFC 的效率為 ， DC/DC 的效率為 ） 3 2 最大輸出功率： omP )(3 0 7 45853 WVIP oeomom ????? 額定輸出功率： oeP )(2 4 0 05048 WVIP oeoeoe ????? 3 最大輸入功率 inP )(??? ? 額定輸入功率 ieP )(??? ? 4 最大輸入電流 imI )(??? 額定輸入電 流 ieI )(7380/2 6 2 3/ AVPI ieieie ??? 5 電流母線電壓： 6 變壓器變比： 要求在最低輸入直流電壓 VVdc 456min ? 時也能輸出最高電壓。該系統(tǒng)以 IGBT 作為功率開關(guān)器件，構(gòu)成全橋式開關(guān)電路，采用脈沖調(diào)制 （ PWM） 技術(shù)， PWM 控制信號由集成控制器 UC3875 產(chǎn)生，從輸出實時采樣電壓反饋信號，以控制輸出電壓的變化，控制電路和主電路之間通過變壓器或光電耦和器進行隔離，并設計了軟啟動和過流保護電路。 關(guān)鍵詞 ：高頻開關(guān)電源， 開關(guān)變換器， PWM ， IGBT， 軟啟動和過流保護。 The fullbrige converter is made up of four IGBT, and the theory of PWM is used.。 The feedback voltage Achieved from output is used to control the change of the output。 The softstart and the over current selfprotection are also designed。 keywords: High frequency power , swith frequency, pwm, GBT 3 第 1 章 高頻通信開關(guān)電源的基本原理與整體方框圖 高頻開關(guān)電源的基本原理 高頻開關(guān)電源是將交流輸入（單相或三相）電壓變成所需的直流電壓的一種裝置。其基本原理是：交流輸入電壓經(jīng)電網(wǎng)濾波、整流濾波得到一直流電壓，通過高頻變換器將直流電壓變換成高頻交流電壓，再經(jīng)高 頻變壓器隔離變換，輸出所需的高頻交流電壓，最后經(jīng)過輸出整流濾波電路，將變換器輸出的高頻交流電壓整流濾波得到需要的高質(zhì)量、高品質(zhì)的直 流電壓。 （ 2） 整流模塊的主電路主要分為輸入整流濾波、逆變開關(guān)電路、逆變變壓器和輸出整流濾波幾部分。 （ 4） 輸出直流電壓：標稱電壓一般為 48V 或 24V，可在一定的范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)。 （ 6） 輸入濾波及 PFC 電路可采用無源濾波或有源 PFC。 （ 8） 整流模塊功率變換方式可以采取調(diào)頻方式（ PFM）或調(diào)脈寬方式（ PWM）。 4 整體方框圖如下圖所示： 圖 11 整體方框圖 EMI 濾波電路不控整流軟開關(guān)逆變逆變變壓器整流濾波輸入異常保護驅(qū)動電路輸出異常保護脈沖形成脈寬調(diào)節(jié)監(jiān)控電壓電流反饋輔助電源交流輸入 直流輸出 5 第 2 章 三相 電源 ACDC 變換 電路設計 EMI 濾波電路設計 開關(guān)電源由于在體積、重量、效率三個方面具有傳統(tǒng)線性電源無可比擬的優(yōu)點，發(fā)展異常迅速，已廣泛應用于各個領(lǐng)域。但令人惋惜的是此類非線性電源所產(chǎn)生的諧波干擾使整個電網(wǎng)的諧波污染狀況愈來愈嚴重，特別對通信系統(tǒng)和計算機系統(tǒng)等有較大影響。開關(guān)電源的干擾主要來源： ①開關(guān)電源的大功率開關(guān)管工作在高壓大電流的切換狀態(tài)，由導通切換為關(guān)斷狀態(tài)時形成浪涌電壓 ， 或由關(guān)斷切換為導通時形成浪涌電流，它們的高次諧波成分通過向空間發(fā)射或通過電源線的傳導構(gòu)成干擾源。典型的像電磁干擾（ EMI），電磁干擾的傳播途徑又叫做耦合途徑，可分為兩大類：傳導傳播和輻射傳播，前者是指有兩個構(gòu)件或?qū)Ь€之間的電阻性連接引起的傳播，干擾信號沿導體傳播的途徑都是傳導傳播，傳導傳播對外界的干擾信號，民間標準是在 150kHz~30MHz 頻率范圍內(nèi)，而實際上從工頻到 30MHz 的傳播干擾都存在。一般情況下，交變電磁場高于 10kHz 為輻射頻率的起點，都會產(chǎn)生干擾。針對這些情況， 在交流輸入信號后， 我們采用的是 EMI 電源濾波器。根據(jù)此次設計的要求，消除來自電網(wǎng)的各類干擾，如電動機起動，電器開關(guān)的合閘與關(guān)斷，雷擊等產(chǎn)生的尖峰干擾；同時也防止開關(guān)電源產(chǎn)生 的高頻噪聲向電網(wǎng)擴散而污染電網(wǎng)。而且，當電網(wǎng)瞬時停電時，濾波電容器儲存的能量尚能使開關(guān)電源輸出維持一定的時間。當沒有二極管導通時，由電容向負載放電， du 按指數(shù)規(guī)律下降。這兩段導通過程之間的交替有兩種情 況，一種是在 VD1 和 VD2 同時導通之前 VD6 和 VD1 是關(guān)斷的，交流側(cè)向直流側(cè)的充電電流 id 是斷續(xù)的；另一種是 VD1 一直導通，交替時由 VD6 導通相互換相至 VD2 導通， id是連續(xù)的。假設在 2 / 3t? ? ??? 的時刻“速度相等”恰好發(fā)生，則有 D4D2 D3D5 D6D1CL380V 7 可得 這也就是臨界條件。對于一個確定的裝置來說 ,通常只有 R 是可變的，它的大小反映了負載的輕重。 （ 2） 主要數(shù)量關(guān)系 1 輸出電壓平均值 空載時，輸出電壓平均值最大，為： 226 2. 45 2. 45 38 0 93 1 ( )dU U U V? ? ? ? ?。 可見 , dU 在 ~。 2 電流平均值 輸出電流平均值 IR為 與單相電路情況一樣 ,電容電流 Ci 平均值為零 ,因此 Rd II ? 在一個電源周期中， id 有 6 個波頭，流過每一個二極管的是其中的兩個波頭，因此二極管電流平均值為 Id 的 1/3，即 / 3 / 3V D d RI I I?? (3) 二極管承受的電壓 二極管承受的最大反向電壓為線電壓的峰值，為 26U 。又因為整流橋中的二極管在承受反向電壓時由兩只二極管串聯(lián)承擔，因此，可以選取耐壓為 400、電流為 50A 的整流橋。 交流輸入濾波器的選擇 交流輸入濾波器由π型濾波器組的效率η = ，則交流輸入功率應為： , 在交流電網(wǎng)降為 90% 電壓時，模塊輸入的交流電流為： / m iI P U A??， 由此我們選用 DL10K1 濾波器，其工作電壓為單相交流 220V、 5060HZ，電流為 10A。導通的時間略小于 /2ST ，而關(guān)斷的時間略大于 /2ST 。 （ 3） 分析互為對角的兩對開關(guān) Q1Q4和 Q2Q3 的開關(guān)函數(shù)波形可知， Q1 的波形比 Q4 超前，而 Q2比 Q3 的波形超前，記超前的時間為 t? ，則移相全橋型零電壓開關(guān) PWM 電路的占空比為 1 /( / 2)sD t T? ?? 下面按時間段分析電路的工作過程，在分析過程中假設開關(guān)是理想的，并忽略電路中的損耗。 10 12~tt時段： 1t 時刻，開關(guān) Q1關(guān)斷后，電容 12ssCC、 與電感 rL 、 L 構(gòu)成諧振回路，其中二次電感折算到一次回路參與諧振，如圖 32所示，在諧振 過程中， Au 不斷下降，直到 Au =0，Q2 導通，電流 Lri 通過 1SVD 續(xù)流。 34~tt時段： 4t 時刻，開關(guān) Q4關(guān)斷后電路的狀態(tài)轉(zhuǎn)為如 圖 33所示，這時變壓器一次和二次電壓均為零，相當于短路，因此變壓器一次側(cè) 34SSCC、 與 rL 構(gòu)成諧振回路。這種狀態(tài)維持到 4t 時刻，開關(guān) Q3 開通。 圖 33 34~tt階段的等效電路 D1LLLCC1C2LrSRAU0Ui++VDs1C s 4V D s 3LLC s 3CRV D 1S1+UiV D 2L+ 11 高頻變壓器的設計 逆變變壓器是通信開關(guān)電源整流模塊的重要組成部分 ,它對電源模塊的效率和工作可靠性 ,以及輸出電氣性能起著非常重要的作用 ,因此逆變變壓器的設計就顯得很重要 ,不過要做到精確地設計卻是不容易的。 逆變變壓器的設計原則 ①根據(jù)逆變變壓器 的輸出功率容量，充分考慮電力電子開關(guān)器件和電路的發(fā)展現(xiàn)狀和趨勢，合理設計出逆變變壓器的工作頻率，以使變壓器具有可實現(xiàn)性和合理的成本。 ③定鐵芯窗口利用系數(shù)，要充分考慮逆變主電路的拓撲形式，輸出電路形式，可達到的繞制工藝，而這些都與逆變變壓器的負載、輸入、輸出電源等級、輸出容量、可靠性指標等有很大關(guān)系。 ⑤確定銅線的電流密度，要根據(jù)逆變電路的工作頻率，充分考慮導線的形狀和集膚效應，以合理設計導體的截面積和合適的銅耗，做到既節(jié)省材料，又限制了銅耗。 12 變壓器鐵芯材料的磁滯回線也是變壓器設計的最常見依據(jù)之一，磁滯回線是磁通密度B 磁感應強度 H 之間的關(guān)系 曲線。為了減少磁化電流，最好原邊繞組匝數(shù)較多，電感量大，為此，選用高導磁率合金材料的磁芯是合適的，而且磁芯不帶氣隙。我們設計的電源為 48V、 50A 的直流電源，用于通信系統(tǒng)的直流操作電源系統(tǒng)。 選擇最佳磁感應強度 變壓器設計為求有最佳效率，均從銅耗等于鐵耗出發(fā)的。 線圈匝數(shù)計算 原邊線圈匝數(shù)： S onP eVtN BA?? ?? 13 式中： sV —— 原邊線圈所加直流電壓，在有波動時取小值（ V ）； ont —— 最大導通時間（ s? ） ； B? — 一總磁感應強度增量（ T） ； eA —— 磁芯有效面積 （ 2mm ） 。 對于高頻變壓器的設計，常用的有兩種方法，第一種是先求出磁芯窗口面積 Aw 與磁芯有效截面積 Ae 的乘積 AP（ AP= Aw*Ae 稱磁芯面積乘積）。第二種是先求出幾何參數(shù)，查表找出磁芯編號，再進行設計，稱為 Kg 法。先求出磁窗口面積 Aw 磁芯有效面積 Ae 的乘積AP(AP=Aw*Ae),根據(jù) AP 值 ,查表找出所 需的材料之編號。 (2) 鐵心窗口面積乘上使用系 數(shù)為有效面積 ,該面積為原邊繞組 PN 占據(jù)的窗口面積 SAPN 與副邊繞組 Ns 占據(jù)的窗口面積 SASN 之和。 PA 原邊繞組每匝所占用面積 。 SA 副邊繞組每匝所占用面積 . 每匝所占用面積與流過該匝的電流值 I 和電流密度 J 有關(guān) ,如下式所示： , 整理（ 1,(2),(3),各式得 即