【正文】 的門限時(shí)產(chǎn)生錯(cuò)誤的輸出動(dòng)作。在啟動(dòng)過程中，比較器反向輸入端為 16V，當(dāng) VDD﹤ 16V時(shí)，比較器輸出為低電平， SG6841無法工作。當(dāng) VDD下降至 10V時(shí)，欠壓鎖定器的輸出回到低電平，整個(gè)電路停止工作。 3） 輸出部分 SG6841的 8腳為輸出腳，它是一個(gè)單圖滕柱輸出級(jí)，專門設(shè)計(jì)用來直接驅(qū)動(dòng)功率 MOSFET的，具有降低熱損耗、提高效率和增強(qiáng)可靠性的作用。通過控制 PWM脈沖的上升與下降時(shí)間，可有效減少開關(guān)噪聲，提高電源的 EMI，并提供穩(wěn)定的 MOSFET管 Gate極驅(qū)動(dòng)。 250ns的上升時(shí)間和 50ns的下降時(shí)間。 4）電流取樣比較器和脈沖調(diào)制鎖存器 SG6841作為電流模式控制器工作，輸出開關(guān)導(dǎo)通由振蕩器開始振蕩起始，當(dāng)峰值電感電流到達(dá) FB反饋端電平時(shí)終止。所用的電流取樣比較器脈寬調(diào)制鎖存配置確保在任何一定的振蕩周期內(nèi)，僅有一個(gè)單脈沖出現(xiàn)在輸出端。此電壓由電流取樣輸入端 Pin6 Sense監(jiān)視，并與來自 Pin2 FB端電平相比較。在正常的工作條件下，峰值電感電流由管腳 1上的電壓控制，其中： Ipk =（ VFB – ）/3RS 其中， VFB為 FB端電壓， ， 1/3為經(jīng)兩個(gè)電阻后的分壓比。在這些條件下，電流取樣比較器門限將被內(nèi)部箝位至 。在電路中，通過 R904與R905（均為 1MΩ來提高 Sense端電平，實(shí)現(xiàn)高壓補(bǔ)償。當(dāng) Sense端的電壓達(dá)到 ， RS觸發(fā)器的 R端輸入為低電平，從而 Q非輸出低電平， SG6841即停止脈沖輸出，可以有效的保護(hù)功率管不受損壞，從而實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)。在本設(shè)計(jì)中取 Rs＝ ，可得 Ipk（ max）＝ 。在芯片內(nèi)部 Sense端經(jīng)過一個(gè)斜率補(bǔ)償電路后，才接至比較器同相輸入端，這能有效地降低噪聲的影響。而在 UC3841的應(yīng)用電路中則需要在 Sense端增加一個(gè) RC濾波器來解決同樣的問題，可見 SG6841的功能更強(qiáng)，外圍電路更簡單。當(dāng)峰值電感電流未達(dá)到 FB反饋端電平時(shí)，比較器輸出低電平，此時(shí) R端為低電平， Q非端輸出低電平；當(dāng)峰值電感電流達(dá)到 FB反饋端電平時(shí)，比較器輸出高電平，此時(shí) R端為高電平，Q非端輸出高電平。 SG6841的啟動(dòng)與供電 SG6841需要在啟動(dòng)時(shí)給 Pin3 Vin 提供一 30μA的啟動(dòng)電流以使芯片進(jìn)行有效的自舉。 在 SG6841正常工作后，其 Pin7 VDD端必須提供 10V～ 30V電壓為芯片供電。當(dāng) RT端電壓略低于 ， PWM脈沖的占空比會(huì)減少，從而降低電源輸出電壓來降低溫度；當(dāng)環(huán)境溫度過高， RT端電壓大大低于 ， PWM脈沖的占空比會(huì)減少至零，從而使電源完全停止輸出。 R 9104. 7K _1206D 9031N 4148R 9114. 7K _1206R 912100_0805Q902C 945Z D 901N . C Q901A7 33R 909472_0805C 9090. 1uF / 50VC 910104/ 0805/ Y 5V圖 22 高壓保護(hù)回路部分電路圖 高壓保護(hù)回路如圖 22所示。若電壓超過 20V，此時(shí) ZD901被擊穿， R912就會(huì)產(chǎn)生壓降。同時(shí) Q901的導(dǎo)通也拉低了輸入到 SG6841 Pin7的電壓，使 SG6841停止工作。當(dāng)?shù)拓?fù)載和無負(fù)載情況下， FB端電壓會(huì)有所降低時(shí)，當(dāng)其低于一個(gè)閾值電壓時(shí)，會(huì)進(jìn)入節(jié)能模式， SG6841的 PWM工作頻率會(huì)迅速降低至 10kHz左右，此時(shí)仍有穩(wěn)定的 12V電壓輸出。 FB端電壓會(huì)有所降低時(shí)，當(dāng)其低于一個(gè)閾值電壓時(shí)，會(huì)進(jìn)入節(jié)能模式， SG6841的 PWM工作頻率會(huì)迅速降低至 10kHz左右，此時(shí)仍有穩(wěn)定的 12V電壓輸出。 開關(guān)電源中的調(diào)整管工作于開關(guān)狀態(tài)，必然存在開關(guān)損耗，而且損耗的大小隨開關(guān)頻率的提高而成比例增加。因此通過降低其工作頻率可有效降低其待機(jī)時(shí)的功耗。這類變換器把直流電壓或電流變換為高頻方波電壓或電流，經(jīng)變壓器升壓或降壓后，再經(jīng)整流平滑濾波變?yōu)橹绷麟妷夯螂娏鳌? 變壓器 T901因?yàn)橛袣庀吨剩涑跫?jí)圈具有隔離、變壓和儲(chǔ)能電感的三重功能。當(dāng) Gate端輸出高電平時(shí)，開關(guān)管 Q903導(dǎo)通，此時(shí) T901的初級(jí)線圈有電流流過，產(chǎn)生上正下負(fù)的電壓，則次級(jí)產(chǎn)生下正上負(fù)的感應(yīng)電動(dòng)勢，但這時(shí)次級(jí)上的二極管 D9 D911截止，此階段為儲(chǔ)能階段；而當(dāng) Gate端輸出低電平時(shí)，開關(guān)管 Q903截止，初級(jí)線圈上的電流在瞬間變?yōu)?0，初級(jí)線圈的電動(dòng)勢為下正上負(fù)，在次級(jí)線圈上感應(yīng)出上正下負(fù)的電動(dòng)勢，此時(shí) D9 D911導(dǎo)通，有電壓輸出。本設(shè)計(jì)中在變壓器的輸入端需設(shè)有緩沖電路，它由 D90 R903與 C906組成。因此綜合考慮上述兩方面的因素，應(yīng)取 C906的充電時(shí)間等于 Toff。 在開關(guān)管導(dǎo)通的瞬間，電容 C906通過 R與開關(guān)管放電，放電的時(shí)間常數(shù) г=RC906，為了減輕開關(guān)管在完全導(dǎo)通時(shí)所承受的電流，應(yīng)在開關(guān)管開啟的時(shí)間 Ton內(nèi)放掉 C906上的大部分能量。在輸入 AC電壓不同時(shí)，脈沖頻率幾乎不變，接近 70KHz，但占空比隨輸入電壓的不同而不同，開關(guān)電壓正是利用這種脈寬調(diào)制的方式在較廣的輸入電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn) 12V的穩(wěn)定輸出。 圖 34為輸入 AC 264V/90Hz開關(guān) MOS管D極電壓波形。 在變壓器的輸出端設(shè)有輸出整流濾波回路，對直流變換后的電壓進(jìn)行整流與濾波，使之得到穩(wěn)定的輸出。一般采用快速恢復(fù)二極管或肖特基二極管作為整流二極管。因此，當(dāng) U0 ≤8V時(shí)，一般選用肖特基二極管來整流，其優(yōu)點(diǎn)是，導(dǎo)通電壓Uon≈～ ，為一般 PN結(jié)的一半，反向恢復(fù)快且有足夠的反向電壓。同時(shí)， D的電流平均值應(yīng)大于輸出電流。它們分別由兩個(gè)規(guī)格為 10A/100V的快速恢復(fù)二極管并聯(lián)而成。 R 92 247 _1 / 2W _MD 91 1 F C H 10 A10D 91 3 F C Q1 0A0 6OOOT 90 1PQ2 6/ 22 . 5193547. 87. 810 . 11C 92 010 2P_ 50 0V+ C 92 510 00 U F / 16 VR 92 147 _1 / 2W _MD 91 2 F C Q1 0A0 6R 92 047 _1 / 2W _M+C 92 210 00 U F / 16 VC 92 110 2P_ 50 0VD 91 0 F C H 10 A10圖 35次級(jí)整流濾波電路 圖 36 變壓器次級(jí)繞組輸出電壓波形 當(dāng)輸出整流二極管兩端加反壓時(shí)，由于二極管中貯存電荷，也將有較大的浪涌電流產(chǎn)生，因此在二極管及輸出電壓中將有很大的噪聲。 L90 C916和 C917組成輸出端抑制傳導(dǎo)干擾電路，這在上文已做了詳細(xì)介紹。 此外，若在變壓器次級(jí)在增加一些繞組，通過選用合適的匝數(shù)比，便可得到不同等級(jí)的直流電壓輸出，為顯示器的其它電路提供電壓，但這會(huì)使電壓取樣反饋回路顯得復(fù)雜，且穩(wěn)壓效果較差。 如圖 41所示的電路圖為 電壓取樣和反饋回路。 L903接自次級(jí)整流濾波電路的輸出端。 TL431為精確電位調(diào)節(jié)器，其內(nèi)部原理圖如圖 41所示。2%。 電壓取樣和反饋回路 圖 41 TL431內(nèi)部原理圖 當(dāng)電源的輸出端電壓超過 12V時(shí)，由于 REF,則 TL431內(nèi)部比較器的輸出高電平從而使NPN管導(dǎo)通。由于光電耦合器 PC123Y24P的 CTR（電流傳感系數(shù)即流過發(fā)光二極管的電流與流過光敏三極管的電流的比值） ≈1 ，使得從 PC123Y24P中的光敏三極管的 4腳流過的電流也有所增大，這導(dǎo)致 SG6841 PIN2 FB端電壓降低，于是 PIN6 Gate端的輸出脈沖占空比變小，使次級(jí)輸出電壓降低，所以達(dá)到降壓的目的。 此外，由 R93 C929組成阻抗匹配電路，起到高頻補(bǔ)償作用。當(dāng)電源正常工作時(shí)，輸出 5V的電壓經(jīng)分壓后剛好為 TL431。%（過溫時(shí) 177。當(dāng)電感中的電流太高時(shí)，限流保護(hù)回路動(dòng)作同時(shí)關(guān)斷開關(guān)管， 關(guān)閉時(shí)間大約為 9μ s。 其內(nèi)部框圖如下： 可以通過外部的兩個(gè)電阻來方便地選擇輸出電壓，如下圖所示： Q101SI 44 31 D Y T 148567321R 1 0 26 0 K FC 10 70. 1U FC 10 510 0P F (N PO )+C 10 610 00 uF / 16 VF B1 01BEADL1012 2 U HC 10 4NCD 10 2SR 24D 10 1SR 24LM3485I C 10 216752834I s en s ePW R G N DPG AT EAD JG N DVI NFB5 V o u tR 1 0 32 0 K F 公式為： VOUT=(R1+R2) / R2, 電壓的輸出范圍在 ~Vin。 (4).滯回控制回路 LM3845使用一個(gè)基于電壓反饋環(huán)控制的比較器來對反饋電壓與內(nèi)部的 參考電壓做比較，并存在 10mV的滯回門限以防止高頻干擾所帶來的誤判。當(dāng)開關(guān)“ ON”時(shí)，電源通過開關(guān)管和電感給 COUT充電，此時(shí)電感中的電流線形增長，輸出電壓也隨之線性增長。反饋電壓到達(dá)參考電壓時(shí) ,比較器輸出狀態(tài)改變，整個(gè)工作過程完成，開始下一個(gè)周期。 當(dāng)限流功能起作用時(shí)， LM3845把外部 PFET關(guān)閉 9μ s，電流檢測門限由外部 RADJ決定，限流檢測電路由 ISENSE 比較器與一個(gè)單脈沖發(fā)生器構(gòu)成。 IC: LM339, LM324, LM358 內(nèi)銷的 20寸 LCD－ TV Inverter 部份由分立元件構(gòu)成，其核心 IC是 LM33 LM35LM324。 INVERTER電源可分成 3小部份 : 調(diào)光部分、保護(hù)部份、 ROYER電路 一 .調(diào)光部分 目前市場上的調(diào)光主要有兩種方式，一種是線性調(diào)光，另一種是 Burst Mode調(diào)光。 Burst Mode是采用低頻波加在反饋端的形式來改變反饋值的大小，從而達(dá)到調(diào)光的目的。 第三講 INVERTER 電源