【正文】 分析。最后還需要對設計方案進行仿真和對實物進行結果測試。但是由于此次設計的不同于以往的線性可調(diào)直流穩(wěn)壓電源，需要用單片機進行精確控制，因此需要加入單片機作為核心控制。若要獲得我們所需的0~30V可調(diào)輸出，首先需要利用變壓器將220V交流電降壓；（2） 經(jīng)過變壓器降壓得到的交流電然后還需要經(jīng)過整流來得到脈動直流 設計方案 目前，市場上各種直流電源的基本環(huán)節(jié)大致相同，都包括交流電源、交流變壓器、整流電路、濾波穩(wěn)壓電路等。從組成上，本設計硬件電路主要由單片機、變壓器、整流電路、濾波電路、穩(wěn)壓輸出電路、D/A轉換電路、顯示電路等組成。數(shù)控電源既能方便輸入，具有較高精度和穩(wěn)定性[]，所有功能由面板上的鍵盤控制單片機實現(xiàn)，給電路實驗帶來極大的方便,提高了工作效率。本方案電路復雜，靈活性不高，效率低，不利于系統(tǒng)的擴展，對信號處理比較困難。此方案電路相對簡單，靈活性較高，但由于此次設計任務需要達到0~30V可調(diào)，最大電流2A，所以對功率放大電路芯片要求很高，且不太穩(wěn)定。該方案不僅具有電路簡單，功能拓展靈活方便，輸出穩(wěn)定，故此次設計采用該方案。圖21 半波整流電路圖 方案二：采用全波整流電路全波整流電路圖見如圖23所示，全波整流電路中的每個整流二極管上流過的電流只是負載電流的一半，比半波整流小一倍，它所使用的整流器件較半波整流時多一倍。但是全波整流電路需要特制的變壓器才能正常工作，變壓器二次繞組需要一個中心抽頭，制作起來會比較麻煩。因為整流二極管以四個連接成電橋形式，所以稱這種整流電路為橋式整流電路。圖23 橋式整流電路圖綜合考慮以上3種方案的優(yōu)缺點，決定采用方案三：橋式整流電路。電感濾波電路帶負載能力比較好，多用于負載電流很較大的場合[]。電感濾波電路輸出電壓沒有電容濾波高。圖24 電感濾波電路 方案二:采用RC濾波電路 RC濾波電路如圖26所示，它是由兩個電容和一個電阻組成，又稱π型RC濾波電路。R1和C2越大其濾波效果越好，但R1過大又會造成壓降過大，減小了輸出電壓。圖25 RC濾波電路圖 方案三：采用LC濾波電路LC濾波電路如圖27所示，LC濾波電路是一種與RC濾波電路相對的濾波電路，此濾波電路的優(yōu)點是綜合了電容濾波電路紋波小和電感濾波電路帶負載能力強的特性。電容濾波電路簡單，紋波較小，負載直流電壓比較高，它適用于負載電壓較高，負載變動不大的場合，使用電容濾波電路也減輕了電路設計工作。圖27 電容濾波電路基于以上的電路對比分析，選用電容濾波電路。整流濾波電路的輸出電壓和理想直流電源還有一定的差距，主要因為兩方面的原因：第一，當負載電流發(fā)生變化時，由于整流濾波電路存在內(nèi)阻，輸出的直流電壓將會隨之發(fā)生變化；第二，當電網(wǎng)電壓有波動時，整流電路的輸出電壓與變壓器副邊電壓有直接的關系，因此輸出直流電壓也會發(fā)生變化。利用固定式三端穩(wěn)壓器LM7812和LM7912組裝的電路可對稱輸出177。圖28 穩(wěn)壓電路. 控制核心方案一:采用各類數(shù)字電路來組成鍵盤控制系統(tǒng)，進行信號處理，如選用CPLD等可編程邏輯器件。方案二：采用STM32單片機作為這個系統(tǒng)的控制單元，可以通過DAC0832的數(shù)據(jù)采樣和輸出的PWM電壓調(diào)整可以改變系統(tǒng)輸出電壓的大小。顯示的電壓值便是輸出的電壓大小。比較以上兩種方案的優(yōu)缺點，方案一采用中、小規(guī)模器件實現(xiàn)系統(tǒng)的數(shù)控部分，使用的芯片很多，造成控制電路內(nèi)部接口信號繁瑣，中間相互關聯(lián)多，抗干擾能力差。. 顯示部分方案一:使用數(shù)碼管顯示使用多位數(shù)碼管顯示，占用過多I/O口，顯示不靈活。本方案采用LCD1602，它具有兩行顯示，每行顯示16個字符，采用單+5V供電，外圍電路簡單，價格便宜，具有很高的性價比。占用過多的I/O。該系列集成穩(wěn)壓IC型號中的lm78或lm79后面的數(shù)字代表該三端集成穩(wěn)壓電路的輸出電壓，如lm7805表示輸出電壓為正5V，lm7905表示輸出電壓為負5V.Lm7805實物圖如下：圖31 lm7805實物在實際應用中，應在三端集成穩(wěn)壓電路上安裝足夠大的散熱器（當然小功率的條件下不用）。，通常采用幾塊三端穩(wěn)壓電路并聯(lián)起來，但應用時需注意：并聯(lián)使用的集成穩(wěn)壓電路應采用同一廠家、同一批號的產(chǎn)品，以保證參數(shù)的一致。圖32 LM7805電氣特性圖 主控制模塊本設計采用STM32為控制核心，如圖3所示。CortexM3。增強型STM32F103系列的系統(tǒng)時鐘頻率可達到72MHz，是同類中低端產(chǎn)品中性能是屬于最高的一款產(chǎn)品。STM32F103與STM32F101系列都內(nèi)置32K到128K的閃存，所不一樣的是SRAM的最大容量是和外部設備接口的組合。圖33是STM32F103C8T6的實物圖。VDDA、VDD_VDD_VDD_3與VSS、VSS_VSS_VSS_3總共8個電源引腳，包括模擬供電電源。如圖34所示。圖35 圖36 單片機最小系統(tǒng)包括單片機芯片、晶振、復位電路，圖37所示為單片機的復位電路，SW1為復位按鍵，常態(tài)為開，當按下時為閉合，R4為10K電阻，上拉電阻的選取沒有固定的要求，通常選取10K，C5為濾波電容，大小選擇104電容，也就是100nF陶瓷電容，防止復位按鍵抖動，導致系統(tǒng)誤復位，啟動濾除系統(tǒng)脈沖的作用，保護最小系統(tǒng)的正常工作。圖37通常供電電源都有小幅波動，需要通過使用大電容來濾除電源抖動，圖38的4個電容是靠近STM32F103C8T6的電源引腳上放的，防止電源引腳有抖動信號的干擾。圖38 為了實現(xiàn)單片機的正常工作，就需要為單片機提供穩(wěn)定的供電電源，這里使用LM1117線性穩(wěn)壓芯片為單片機提供穩(wěn)定的+，圖39中P6與P7為排針，方便杜邦線的插拔，CC6為+5V電源的輸入濾波電容，穩(wěn)定輸入的+5V電壓，使用100nF濾除高頻干擾，100uF濾除低頻干擾，CC7為輸出濾波電容，穩(wěn)定輸出電壓，使用100nF濾除輸出的高頻干擾，100uF濾除輸出的低頻干擾，為單片機提供可靠的供電電源。STM32有三種啟動模式對應的存儲介質(zhì)均是芯片內(nèi)置的，它們是：1）用戶閃存 = 芯片內(nèi)置的Flash。3）系統(tǒng)存儲器 = 芯片內(nèi)部一塊特定的區(qū)域，芯片出廠時在這個區(qū)域預置了一段Bootloader，就是通常說的ISP程序。在每個STM32的芯片上都有兩個管腳BOOT0和BOOT1，這兩個管腳在芯片復位時的電平狀態(tài)決定了芯片復位后從哪個區(qū)域開始執(zhí)行程序，見下表： BOOT1=x BOOT0=0 從用戶閃存啟動，這是正常的工作模式。 BOOT1=1 BOOT0=1 從內(nèi)置SRAM啟動，這種模式可以用于調(diào)試。多數(shù)情況下SRAM只是在調(diào)試時使用，也可以做其他一些用途。還可以通過這種方法解除內(nèi)部Flash的讀寫保護，當然解除讀寫保護的同時Flash的內(nèi)容也被自動清除，以防止惡意的軟件拷貝。串口下載的情況下，BOOT0=1，BOOT1=0 ，再復位，點擊下載，下載完成后，把BOOT0的跳線接回0，也即BOOT0=0，BOOT1=0 。圖310STM32的下載方式可以分為兩種方式：第一種是20引線的JTAG下載；第二種是5引線的SW下載方式，這里使用SW下載方式，所以具體分析第二種下載方式（SW下載），五根引線的連接分配如下表格：引腳名描述引腳分配JTMS/SWDIO串行線輸入/輸出PA13JTCK/SWCLK串行線時鐘PA14NRST復位NRSTVDDVDDGND地GND圖311為實物圖中的連接方式，+、GND為電源引腳，SWDIO下載數(shù)據(jù)的引腳、SWCLK是下載數(shù)據(jù)的時鐘引腳，NRST為單片機復位引腳，也為下載器的復位引腳。如圖312所示。圖313 此次設計采用的Buck電路仿真圖Buck基本的原理結構圖如圖314所示。而一般的反饋環(huán)路由四部分組成：采樣網(wǎng)絡，誤差放大器（Error Amplifier，E/A），脈寬調(diào)制器（Pulse Width Modulation，PWM）和驅動電路。它們可以快速的導通和關斷，且導通時壓降為零，關斷時漏電流為零；b、電容和電感同樣是理想元件。電容的等效串聯(lián)電阻（Equivalent Series Resistance，ESR）和等效串聯(lián)電感（Equivalent Series inductance，ESL）等于零；c、輸出電壓中的紋波電壓和輸出電壓相比非常小，可以忽略不計。在以上假設的基礎上，下面我們對Buck變換器的基本原理進行分析。電流流經(jīng)電感L1，電流線性增加。采樣網(wǎng)絡R1和R2對輸出電壓進行采樣得到電壓信號，并與參考電壓比較放大得到信號。當時，控制信號和跳變?yōu)榈?，開關元件M1截至。這時二極管D1承受正向偏壓，并有電流流過，故稱D1為續(xù)流二極管。開關元件截至的狀態(tài)一直保持到下一個周期的開始，當又一次滿足條件時，開關元件M1再次導通，重復上面的過程。如圖314所示，當輸出電壓升高時，電壓升高，所以誤差放大器的輸出電壓降低。因此，Buck變換器的輸入能量降低。反之亦然[]。假設Buck變換器的最大額定輸出電流為，最小額定輸出電流為。電感值的恒定確保了電感上的電流線性上升和下降。我們知道，當Buck變化器工作在CCM模式時有 (1) 且當輸出電壓，輸入電壓和變換器的工作周期不變時，導通時間保持不變。我們知道，實際的電容C1可以等效為如圖316所示的電路結構。當頻率低于300KHz或500KHz時，電容C1的等效串連電感可以忽略，輸出紋波電壓主要取決于電容C0和等效串連電阻R0。而Buck變換器的工作頻率一般為20～50KHz，所以其周