【正文】 脈寬調制器、功率輸出級、保護電路等集成在一個芯片中，使用時需配工頻變壓器與電網(wǎng)隔離，適于制作低壓輸出（～40V）、大中功率（400W以下）、大電流（～10A）、高效率（可超過90%）的開關電源。1994年，美國PI公司在世界上首先研制成功三端隔離式脈寬調制型單片開關電源，被人們譽為“頂級開關電源”。該公司于1998年又推出了高效、小功率、低價格的四端單片開關電源TinySwitch系列。目前，單片開關電源已形成四大系列、近70種型號的產品。Roger)發(fā)明的自激振蕩推挽晶體管單變壓器直流變換器，是實現(xiàn)高頻轉換控制電路的開端，1957年美國查賽（Jen Sen)發(fā)明了自激式推挽雙變壓器，1964年美國科學家們提出取消工頻變壓器的串聯(lián)開關電源的設想，這對電源向體積和重量的下降獲得了一條根本的途徑。目前，開關電源以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用于以電子計算機為主導的各種終端設備、通信設備等幾乎所有的電子設備，是當今電子信息產業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源方式。要提高開關頻率，就要減少開關損耗，而要減少開關損耗，就需要有高速開關元器件。這樣，不僅會影響周圍電子設備，還會大大降低電源本身的可靠性。不過，對1MHz以上的高頻，要采用諧振電路，以使開關上的電壓或通過開關的電流呈正弦波，這樣既可減少開關損耗，同時也可控制浪涌的發(fā)生。 目前對這種開關電源的研究很活躍，因為采用這種方式不需要大幅度提高開關速度就可以在理論上把開關損耗降到零，而且噪聲也小，可望成為開關電源高頻化的一種主要方式。我們這次畢業(yè)設計主要是研究TOPSwitchII開關電源以及相關的PCB設計制作，力圖使電路簡單且易于調試，盡最大可能的方便用戶的使用。第2章 方案論證 概述整個系統(tǒng)以TOPSwitchII芯片為核心，順序流程連接各個功能模塊，完成了將普通市電轉化成所需要的穩(wěn)定電流和電壓。 工作原理 TOPSwitchII的結構及工作原理TOPSwitchII器件為三端隔離反激式脈寬調制單片開關電源集成電路，但與其第一代產品相比，它不僅在性能上有進一步改進，而且輸出功率有顯著提高，現(xiàn)已成為國際上開發(fā)中、小功率開關電源及電源模塊的優(yōu)選集成電路。其中TO220封裝自帶小散熱片，屬典型的三端器件，本文主要采用此種封裝形式的芯片。 TOPSwitchII的管教排列圖TOPSwitchII的三個管腳分別為控制信號輸入端C（CONTROL）、主電源輸入端D（DRAIN）、電源公共端S（SOURCE），其中S端也是控制電路的基準點。主要包括10部分：控制電壓源；帶隙基準電壓源；振蕩器；并聯(lián)調整器/誤差放大器；脈寬調制器；門驅動級和輸出級；過電流保護電路；過熱保護及上電復位電路；高壓電流源。 TOPSWitchII的基本工作原理是利用反饋電流Ic來調節(jié)占空比D，達到穩(wěn)壓目的。TOPSwitchII器件開關頻率高，典型值為100kHz，允許范圍為90110kHz，開關管占空比由C腳電流以線性比例控制。（實際電路中C腳外部應接入電容，以電容的充電過程控制Vc逐步升高，以完成電路的軟啟動過程），其PWM反饋控制回路由Rc、比較器A1和F1等元件組成，控制極電壓Vc為控制電路提供電源，同時也是PWM反饋控制回路的偏置電壓，A2輸出高電平，與此同時PWM控制電流經(jīng)電阻R與振蕩器輸出的鋸齒波電流分別輸入PWM比較器A4的+/輸入端，這時因反饋電流較小從A3反向端輸入的鋸齒波信號經(jīng)門電路G3和G4送至RS觸發(fā)器B2的復位端+在鋸齒波信號和時鐘信號的共同作用下RS觸發(fā)器的輸出端Q被置為高電平，門極驅動信號（PWM信號）經(jīng)G6，G7兩次反相，送到開關管F2的柵極，開關管處于開關狀態(tài)，A2輸出高電平驅動電子開關動作，控制電路的供電切換至內部電源；正常工作時TOPSwitch器件通過外圍電路形成電壓負反饋閉環(huán)控制，調節(jié)開關管的占空比實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。在自啟動階段（），控制電路處于低功耗的待命狀態(tài)，此時由于比較器A2的滯回特性，電子開關頻繁地在高壓電流源和內部電源之間進行切換。TOPSwitch器件通過預置V1m值來實現(xiàn)過流保護。 單片開關電源電路基本原理。由圖可見，高頻變壓器觸及繞組Np的極性（同名端用黑圓點表示），恰好與次級繞組Ns、反饋繞組NF的極性相反。當TOPSWitchII截止時VD2導通，能量傳輸給次級，刺激反擊是開關電源的特點。交流電壓u經(jīng)過整流濾波后得到直流高壓UI，經(jīng)初級繞組加至TOPSWitchII的漏極上。鉗位電路由瞬態(tài)電壓抑制器或穩(wěn)壓管（VDZ1）、阻塞二極管（VD1）組成，VD1應采用超快二極管（SRD）。目前國際上流行采用配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路。設穩(wěn)壓管VDZ2的穩(wěn)定電壓為UZ2，限流電阻R1兩端的壓降為UR，光耦合器中LED發(fā)光二極管的正向壓降為UF，輸出電壓Uo由下式設定：Uo=UZ2+UF+UR （）則其穩(wěn)壓原理簡述如下：當由于某種原因致使Uo升高時，因UZ2不變，故UF隨之升高，使LED的工作電流IF增大，再通過光耦合器使TOPSWitchII控制端電流Ic增大。反之亦然[3]。為了進一步追求開關電源的小型化和低成本，人們不斷研制成功一些復合型單片開關電源集成電路芯片。TOPSwitchII器件集PWM信號控制電路及功率開關場效應管（MOSFET）于一體，只要配以少量的外圍元器件，就可構成一個電路結構簡潔、成本低、性能穩(wěn)定、制作及調試方便的單端反激式單片開關電源。(1) 確定開關電源的基本參數(shù)交流輸入電壓最小值umin=85V交流輸入電壓最大值umax=265V電網(wǎng)頻率fL=50Hz開關頻率f=100kHz輸出電壓Uo=24V輸出功率Po=50W電源效率η=85%損耗分配系數(shù)Z：Z代表次級損耗和總損耗的比值。在此，我們選取Z=。(3) 輸入濾波電容CIN、直流輸電壓最小值UImin的確定由表2可知在通用85~265V輸入時，CIN、UImin的值都可大概確定，其中，我們確定UImin的值為90V，而輸入濾波電容的準確值不能從此表中得出。CIN值選的過低，會使UImin的值大大降低，而輸入脈動電壓UR卻升高。會增加電容器成本，而且對于提高UImin值和降低脈動電壓的效果并不明顯。表1 反饋電路的類型及UFB的參數(shù)值反饋電路類型UFB/VUo的準確度/（%）Sv/（%）SI/（%）基本反饋電路177。177。5177。配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路12177。177。1177。表2 確定CIN、UImin值u/VPo/W比例系數(shù)/（μF/W）CIN/μFUImin/V固定輸入：100/115已知2~3（2~3）Po值≥90固定輸入：230177。(4) 確定UOR、UB的值表3 確定UOR、UB值u/V初級感應電壓UOR/V鉗位二極管反向擊穿電壓UB/V固定輸入：100/1156090通用輸入：85~265135200固定輸入：230177。感應電壓UOR就與UI相疊加后，加至內部功率開關管（MOSFET）的漏極上。由于上述不利情況同時出現(xiàn)，極易損壞芯片，因此需給初級增加鉗位保護電路。(5) 根據(jù)UImin和UOR來確定最大占空比DmaxDmax的計算公式為 （）已知UOR=135V，UImin=90V，將UDS(ON)設為10V，一并代入式（），求得Dmax=%，這與典型值67%已經(jīng)很接近了。(6) 確定初級紋波電流IR與初級峰值電流IP的比值KRP定義比例系數(shù) （）表4 根據(jù)u來確定KRPu/VKRP最小值（連續(xù)模式）最大值（不連續(xù)模式）固定輸入：100/115通用輸入：85~265固定輸入：230177。IP==初級有效值電流IRMS （）將IP=，Dmax=%，KRP=（）的得，IRMS=(8) 芯片及結溫的確定所選芯片的極限電流最小值ILIMT（min）應滿足下式ILIMT（min）≥IP/ （）即ILIMT（min）≥，于是我們就選取了TOP225YTJ由下式確定 （），=20℃/W，TA=40℃，代入式（）得TJ=74℃。(9) 初級電感量Lp的計算在每個開關周期內，由初級傳輸給次級的磁場能量變化范圍是189?！?89。初級電感量由下式?jīng)Q定： （）式中，Lp的單位是μH。若用常規(guī)漆包線繞制，可選EE30或EE35型，型號中的數(shù)字表示磁芯長度A=30mm或35mm。若采用三重絕緣線，則選EF30型磁芯。由手冊中查出SJ=178。b=?，F(xiàn)已知u=85~265V，Uo=24V，因此次級匝數(shù)為（Uo+ UF1）（24V+）。(12) 計算初級匝數(shù)Np （）已知Ns=15匝，UOR=135V，Uo=24V，UF1=，將這些值一同帶入式（），可求得Np=，實取83匝。實取8匝?？鄢崞ず螅泱w導線的內徑DPm=。計算電流密度的公式為 （）將DPm=，IRMS=（）中得到J=。若J﹤4 A/mm2，宜選較細的導線和較小的磁芯骨架，使J﹥4 A/mm2，亦可適當增加NS的匝數(shù)。故不選用。一并代入式（）中，得到BM=。將SJ=178。一并代入式（）得到，δ=。 （）(18) 計算留有氣隙時磁芯的等效電感 （）將Lp= μH，Np=83匝代入式（）得到，ALG=178。因此，計算次級有效值電流ISRMS時，需將式（）中的IRMS、Ip、Dmax依次換成ISRMS、ISP、（1Dmax）。(21) 計算出濾波電容上的紋波電流IRI先求出輸出電流Io=Po/Uo=50W/24V=，再代入式（）： （）將ISRMS=，Io=（）中計算出，IRI=(22) 計算次級裸導線直徑有公式 （）將ISRMS=，J=（）中求出，DSm=。與單股粗導線繞制方法相比，雙線并饒能增大次級繞組的等效橫截面積，改善磁場耦合程度，減少磁場泄感及漏感。導線外徑（單位是mm）的計算公式為 （）將b=，M=3，Ns=15匝一并代入式（）中得到，DSM=。(23) 確定次級整流管、反饋電路整流管的最高反向峰值電壓：U（BR）S、U（BR）FB有公式 （） （）將Uo=24V，UFB=12V，UImax=375V，Ns=15匝，Np=83匝，NF=8匝，分別代入式（）和式（）中計算出，U（BR）S=，U（BR）FB=。初級繞組導線的橫截面積58JA/mm178。5960變壓器次級繞組設計參數(shù)61ISPA次級繞組峰值電流62ISRMSA次級繞組有效值電流63IOA直流輸出電流64IRIA輸出濾波電容上的紋波電流6566SSminmm178。式（）可作為驗證公式[7]。由于它的響應速度極快、鉗位電壓穩(wěn)定、體積小、價格低，因此可作為各種儀器儀表、自控裝置和家用電器中的過壓保護器。瞬態(tài)電壓抑制器是一種硅PN結器件，其外型與塑封硅整流二極管相似，（a）。、（mm）等規(guī)格。(c)中 ，UB、IT分別為反向擊穿電壓（即鉗位電壓）、測試電流。有關系式UR≈。Uc是在1ms時間內器件可承受的最大峰值電壓。IP是瞬時脈沖峰值電流。TVS的峰值脈沖功率PP與干擾脈沖的占空比（D）以及環(huán)境溫度（TA）有關。而當TA↓時PP↑。 （a）外形 （b）符號 （c）伏安特性 瞬態(tài)電壓抑制器瞬態(tài)電壓抑制器在承受瞬態(tài)高電壓（例如浪涌電壓、雷電干擾、尖峰電壓）時 ，能迅速反向擊穿，由高阻態(tài)變成低阻態(tài)，并把干擾脈沖鉗位于規(guī)定值，從而保證電子設備或元器件不受損壞。TVS的鉗位時間極短，僅1ns，所能承受的瞬態(tài)脈沖峰值電流卻高達幾十至幾百A。 (2) 阻塞二極管反向恢復時間tIr反向恢復時間tIr的定義是電流通過零點由正向轉向反向，再由反向轉換到規(guī)定低值的時間間隔。IF為正向電流，IRM為最大反向 恢復電流，tIr為反向恢復電流，通常規(guī) 定Irr=。 當tt0時，由于整流管上的正向電壓突然變成反向電壓，因此正向電流迅速減小，在 t=t1時刻，iF=0。此后反向電流逐漸減小，并且在t=t3時刻達到規(guī)定值Irr。由t1到 t3的時間間隔即為反向恢復時間trr。由于基區(qū)很薄，反向恢復電荷很小，不僅大大減小了trr值，還降低了瞬態(tài)正向電壓，使管子能承受很高的反向工作電壓。超快恢復二 極管則是在快恢復二極管基礎上發(fā)展而成的，其反向恢復電荷進一步減小，trr值可低至幾十ns。從內部結構看，可分成單管、對管兩種。幾十A的快恢復 、超快恢復二極管一般采用TO3P金屬殼封裝，更大容量（幾百A至幾kA）的管子則采用螺栓型或平板型封裝[3]。對于鉗位二極管和阻塞二極管的選取參見表6：