【正文】 脈寬調(diào)制器、功率輸出級、保護(hù)電路等集成在一個(gè)芯片中，使用時(shí)需配工頻變壓器與電網(wǎng)隔離，適于制作低壓輸出（～40V）、大中功率（400W以下）、大電流（～10A）、高效率（可超過90%）的開關(guān)電源。1994年，美國PI公司在世界上首先研制成功三端隔離式脈寬調(diào)制型單片開關(guān)電源，被人們譽(yù)為“頂級開關(guān)電源”。該公司于1998年又推出了高效、小功率、低價(jià)格的四端單片開關(guān)電源TinySwitch系列。目前，單片開關(guān)電源已形成四大系列、近70種型號的產(chǎn)品。Roger)發(fā)明的自激振蕩推挽晶體管單變壓器直流變換器，是實(shí)現(xiàn)高頻轉(zhuǎn)換控制電路的開端，1957年美國查賽（Jen Sen)發(fā)明了自激式推挽雙變壓器，1964年美國科學(xué)家們提出取消工頻變壓器的串聯(lián)開關(guān)電源的設(shè)想，這對電源向體積和重量的下降獲得了一條根本的途徑。目前，開關(guān)電源以小型、輕量和高效率的特點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于以電子計(jì)算機(jī)為主導(dǎo)的各種終端設(shè)備、通信設(shè)備等幾乎所有的電子設(shè)備，是當(dāng)今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源方式。要提高開關(guān)頻率，就要減少開關(guān)損耗，而要減少開關(guān)損耗，就需要有高速開關(guān)元器件。這樣，不僅會(huì)影響周圍電子設(shè)備，還會(huì)大大降低電源本身的可靠性。不過，對1MHz以上的高頻，要采用諧振電路，以使開關(guān)上的電壓或通過開關(guān)的電流呈正弦波，這樣既可減少開關(guān)損耗，同時(shí)也可控制浪涌的發(fā)生。 目前對這種開關(guān)電源的研究很活躍，因?yàn)椴捎眠@種方式不需要大幅度提高開關(guān)速度就可以在理論上把開關(guān)損耗降到零，而且噪聲也小，可望成為開關(guān)電源高頻化的一種主要方式。我們這次畢業(yè)設(shè)計(jì)主要是研究TOPSwitchII開關(guān)電源以及相關(guān)的PCB設(shè)計(jì)制作，力圖使電路簡單且易于調(diào)試，盡最大可能的方便用戶的使用。第2章 方案論證 概述整個(gè)系統(tǒng)以TOPSwitchII芯片為核心，順序流程連接各個(gè)功能模塊，完成了將普通市電轉(zhuǎn)化成所需要的穩(wěn)定電流和電壓。 工作原理 TOPSwitchII的結(jié)構(gòu)及工作原理TOPSwitchII器件為三端隔離反激式脈寬調(diào)制單片開關(guān)電源集成電路，但與其第一代產(chǎn)品相比，它不僅在性能上有進(jìn)一步改進(jìn)，而且輸出功率有顯著提高，現(xiàn)已成為國際上開發(fā)中、小功率開關(guān)電源及電源模塊的優(yōu)選集成電路。其中TO220封裝自帶小散熱片，屬典型的三端器件，本文主要采用此種封裝形式的芯片。 TOPSwitchII的管教排列圖TOPSwitchII的三個(gè)管腳分別為控制信號輸入端C（CONTROL）、主電源輸入端D（DRAIN）、電源公共端S（SOURCE），其中S端也是控制電路的基準(zhǔn)點(diǎn)。主要包括10部分：控制電壓源；帶隙基準(zhǔn)電壓源；振蕩器；并聯(lián)調(diào)整器/誤差放大器；脈寬調(diào)制器；門驅(qū)動(dòng)級和輸出級；過電流保護(hù)電路；過熱保護(hù)及上電復(fù)位電路；高壓電流源。 TOPSWitchII的基本工作原理是利用反饋電流Ic來調(diào)節(jié)占空比D，達(dá)到穩(wěn)壓目的。TOPSwitchII器件開關(guān)頻率高，典型值為100kHz，允許范圍為90110kHz，開關(guān)管占空比由C腳電流以線性比例控制。（實(shí)際電路中C腳外部應(yīng)接入電容，以電容的充電過程控制Vc逐步升高，以完成電路的軟啟動(dòng)過程），其PWM反饋控制回路由Rc、比較器A1和F1等元件組成，控制極電壓Vc為控制電路提供電源，同時(shí)也是PWM反饋控制回路的偏置電壓，A2輸出高電平，與此同時(shí)PWM控制電流經(jīng)電阻R與振蕩器輸出的鋸齒波電流分別輸入PWM比較器A4的+/輸入端，這時(shí)因反饋電流較小從A3反向端輸入的鋸齒波信號經(jīng)門電路G3和G4送至RS觸發(fā)器B2的復(fù)位端+在鋸齒波信號和時(shí)鐘信號的共同作用下RS觸發(fā)器的輸出端Q被置為高電平，門極驅(qū)動(dòng)信號（PWM信號）經(jīng)G6，G7兩次反相，送到開關(guān)管F2的柵極，開關(guān)管處于開關(guān)狀態(tài)，A2輸出高電平驅(qū)動(dòng)電子開關(guān)動(dòng)作，控制電路的供電切換至內(nèi)部電源；正常工作時(shí)TOPSwitch器件通過外圍電路形成電壓負(fù)反饋閉環(huán)控制，調(diào)節(jié)開關(guān)管的占空比實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。在自啟動(dòng)階段（），控制電路處于低功耗的待命狀態(tài)，此時(shí)由于比較器A2的滯回特性，電子開關(guān)頻繁地在高壓電流源和內(nèi)部電源之間進(jìn)行切換。TOPSwitch器件通過預(yù)置V1m值來實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)。 單片開關(guān)電源電路基本原理。由圖可見，高頻變壓器觸及繞組Np的極性（同名端用黑圓點(diǎn)表示），恰好與次級繞組Ns、反饋繞組NF的極性相反。當(dāng)TOPSWitchII截止時(shí)VD2導(dǎo)通，能量傳輸給次級，刺激反擊是開關(guān)電源的特點(diǎn)。交流電壓u經(jīng)過整流濾波后得到直流高壓UI，經(jīng)初級繞組加至TOPSWitchII的漏極上。鉗位電路由瞬態(tài)電壓抑制器或穩(wěn)壓管（VDZ1）、阻塞二極管（VD1）組成，VD1應(yīng)采用超快二極管（SRD）。目前國際上流行采用配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路。設(shè)穩(wěn)壓管VDZ2的穩(wěn)定電壓為UZ2，限流電阻R1兩端的壓降為UR，光耦合器中LED發(fā)光二極管的正向壓降為UF，輸出電壓Uo由下式設(shè)定：Uo=UZ2+UF+UR （）則其穩(wěn)壓原理簡述如下：當(dāng)由于某種原因致使Uo升高時(shí)，因UZ2不變，故UF隨之升高，使LED的工作電流IF增大，再通過光耦合器使TOPSWitchII控制端電流Ic增大。反之亦然[3]。為了進(jìn)一步追求開關(guān)電源的小型化和低成本，人們不斷研制成功一些復(fù)合型單片開關(guān)電源集成電路芯片。TOPSwitchII器件集PWM信號控制電路及功率開關(guān)場效應(yīng)管（MOSFET）于一體，只要配以少量的外圍元器件，就可構(gòu)成一個(gè)電路結(jié)構(gòu)簡潔、成本低、性能穩(wěn)定、制作及調(diào)試方便的單端反激式單片開關(guān)電源。(1) 確定開關(guān)電源的基本參數(shù)交流輸入電壓最小值umin=85V交流輸入電壓最大值umax=265V電網(wǎng)頻率fL=50Hz開關(guān)頻率f=100kHz輸出電壓Uo=24V輸出功率Po=50W電源效率η=85%損耗分配系數(shù)Z：Z代表次級損耗和總損耗的比值。在此，我們選取Z=。(3) 輸入濾波電容CIN、直流輸電壓最小值UImin的確定由表2可知在通用85~265V輸入時(shí)，CIN、UImin的值都可大概確定，其中，我們確定UImin的值為90V，而輸入濾波電容的準(zhǔn)確值不能從此表中得出。CIN值選的過低，會(huì)使UImin的值大大降低，而輸入脈動(dòng)電壓UR卻升高。會(huì)增加電容器成本，而且對于提高UImin值和降低脈動(dòng)電壓的效果并不明顯。表1 反饋電路的類型及UFB的參數(shù)值反饋電路類型UFB/VUo的準(zhǔn)確度/（%）Sv/（%）SI/（%）基本反饋電路177。177。5177。配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路12177。177。1177。表2 確定CIN、UImin值u/VPo/W比例系數(shù)/（μF/W）CIN/μFUImin/V固定輸入：100/115已知2~3（2~3）Po值≥90固定輸入：230177。(4) 確定UOR、UB的值表3 確定UOR、UB值u/V初級感應(yīng)電壓UOR/V鉗位二極管反向擊穿電壓UB/V固定輸入：100/1156090通用輸入：85~265135200固定輸入：230177。感應(yīng)電壓UOR就與UI相疊加后，加至內(nèi)部功率開關(guān)管（MOSFET）的漏極上。由于上述不利情況同時(shí)出現(xiàn)，極易損壞芯片，因此需給初級增加鉗位保護(hù)電路。(5) 根據(jù)UImin和UOR來確定最大占空比DmaxDmax的計(jì)算公式為 （）已知UOR=135V，UImin=90V，將UDS(ON)設(shè)為10V，一并代入式（），求得Dmax=%，這與典型值67%已經(jīng)很接近了。(6) 確定初級紋波電流IR與初級峰值電流IP的比值KRP定義比例系數(shù) （）表4 根據(jù)u來確定KRPu/VKRP最小值（連續(xù)模式）最大值（不連續(xù)模式）固定輸入：100/115通用輸入：85~265固定輸入：230177。IP==初級有效值電流IRMS （）將IP=，Dmax=%，KRP=（）的得，IRMS=(8) 芯片及結(jié)溫的確定所選芯片的極限電流最小值ILIMT（min）應(yīng)滿足下式ILIMT（min）≥IP/ （）即ILIMT（min）≥，于是我們就選取了TOP225YTJ由下式確定 （），=20℃/W，TA=40℃，代入式（）得TJ=74℃。(9) 初級電感量Lp的計(jì)算在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，由初級傳輸給次級的磁場能量變化范圍是189?！?89。初級電感量由下式?jīng)Q定： （）式中，Lp的單位是μH。若用常規(guī)漆包線繞制，可選EE30或EE35型，型號中的數(shù)字表示磁芯長度A=30mm或35mm。若采用三重絕緣線，則選EF30型磁芯。由手冊中查出SJ=178。b=。現(xiàn)已知u=85~265V，Uo=24V，因此次級匝數(shù)為（Uo+ UF1）（24V+）。(12) 計(jì)算初級匝數(shù)Np （）已知Ns=15匝，UOR=135V，Uo=24V，UF1=，將這些值一同帶入式（），可求得Np=，實(shí)取83匝。實(shí)取8匝?？鄢崞ず?，裸體導(dǎo)線的內(nèi)徑DPm=。計(jì)算電流密度的公式為 （）將DPm=，IRMS=（）中得到J=。若J﹤4 A/mm2，宜選較細(xì)的導(dǎo)線和較小的磁芯骨架，使J﹥4 A/mm2，亦可適當(dāng)增加NS的匝數(shù)。故不選用。一并代入式（）中，得到BM=。將SJ=178。一并代入式（）得到，δ=。 （）(18) 計(jì)算留有氣隙時(shí)磁芯的等效電感 （）將Lp= μH，Np=83匝代入式（）得到，ALG=178。因此，計(jì)算次級有效值電流ISRMS時(shí)，需將式（）中的IRMS、Ip、Dmax依次換成ISRMS、ISP、（1Dmax）。(21) 計(jì)算出濾波電容上的紋波電流IRI先求出輸出電流Io=Po/Uo=50W/24V=，再代入式（）： （）將ISRMS=，Io=（）中計(jì)算出，IRI=(22) 計(jì)算次級裸導(dǎo)線直徑有公式 （）將ISRMS=，J=（）中求出，DSm=。與單股粗導(dǎo)線繞制方法相比，雙線并饒能增大次級繞組的等效橫截面積，改善磁場耦合程度，減少磁場泄感及漏感。導(dǎo)線外徑（單位是mm）的計(jì)算公式為 （）將b=，M=3，Ns=15匝一并代入式（）中得到，DSM=。(23) 確定次級整流管、反饋電路整流管的最高反向峰值電壓：U（BR）S、U（BR）FB有公式 （） （）將Uo=24V，UFB=12V，UImax=375V，Ns=15匝，Np=83匝，NF=8匝，分別代入式（）和式（）中計(jì)算出，U（BR）S=，U（BR）FB=。初級繞組導(dǎo)線的橫截面積58JA/mm178。5960變壓器次級繞組設(shè)計(jì)參數(shù)61ISPA次級繞組峰值電流62ISRMSA次級繞組有效值電流63IOA直流輸出電流64IRIA輸出濾波電容上的紋波電流6566SSminmm178。式（）可作為驗(yàn)證公式[7]。由于它的響應(yīng)速度極快、鉗位電壓穩(wěn)定、體積小、價(jià)格低，因此可作為各種儀器儀表、自控裝置和家用電器中的過壓保護(hù)器。瞬態(tài)電壓抑制器是一種硅PN結(jié)器件，其外型與塑封硅整流二極管相似，（a）。、（mm）等規(guī)格。(c)中 ，UB、IT分別為反向擊穿電壓（即鉗位電壓）、測試電流。有關(guān)系式UR≈。Uc是在1ms時(shí)間內(nèi)器件可承受的最大峰值電壓。IP是瞬時(shí)脈沖峰值電流。TVS的峰值脈沖功率PP與干擾脈沖的占空比（D）以及環(huán)境溫度（TA）有關(guān)。而當(dāng)TA↓時(shí)PP↑。 （a）外形 （b）符號 （c）伏安特性 瞬態(tài)電壓抑制器瞬態(tài)電壓抑制器在承受瞬態(tài)高電壓（例如浪涌電壓、雷電干擾、尖峰電壓）時(shí) ，能迅速反向擊穿，由高阻態(tài)變成低阻態(tài)，并把干擾脈沖鉗位于規(guī)定值，從而保證電子設(shè)備或元器件不受損壞。TVS的鉗位時(shí)間極短，僅1ns，所能承受的瞬態(tài)脈沖峰值電流卻高達(dá)幾十至幾百A。 (2) 阻塞二極管反向恢復(fù)時(shí)間tIr反向恢復(fù)時(shí)間tIr的定義是電流通過零點(diǎn)由正向轉(zhuǎn)向反向，再由反向轉(zhuǎn)換到規(guī)定低值的時(shí)間間隔。IF為正向電流，IRM為最大反向 恢復(fù)電流，tIr為反向恢復(fù)電流，通常規(guī) 定Irr=。 當(dāng)tt0時(shí)，由于整流管上的正向電壓突然變成反向電壓，因此正向電流迅速減小，在 t=t1時(shí)刻，iF=0。此后反向電流逐漸減小，并且在t=t3時(shí)刻達(dá)到規(guī)定值Irr。由t1到 t3的時(shí)間間隔即為反向恢復(fù)時(shí)間trr。由于基區(qū)很薄，反向恢復(fù)電荷很小，不僅大大減小了trr值，還降低了瞬態(tài)正向電壓，使管子能承受很高的反向工作電壓。超快恢復(fù)二 極管則是在快恢復(fù)二極管基礎(chǔ)上發(fā)展而成的，其反向恢復(fù)電荷進(jìn)一步減小，trr值可低至幾十ns。從內(nèi)部結(jié)構(gòu)看，可分成單管、對管兩種。幾十A的快恢復(fù) 、超快恢復(fù)二極管一般采用TO3P金屬殼封裝，更大容量（幾百A至幾kA）的管子則采用螺栓型或平板型封裝[3]。對于鉗位二極管和阻塞二極管的選取參見表6：