【正文】 Felipe Espinosa 等人提出了改進的矢量無差拍控制策略。改進的無差拍控制策略通過反饋電容電壓將其引入到控制策略中，使控制效果更好。其優(yōu)點是，減少了傳感器的數量，只需要檢測網側電壓和電流，其余量由狀態(tài)估計器算出。（4）基于三閉環(huán)的電網不平衡控制策略在實際系統中，三相電網電壓不可能完全對稱。2005年， 和Jan Svensson 提出了改進的正負序電流獨立控制策略，這種控制策略的原理跟基于L濾波器的原理相似。這也是首次針對不平衡電網電壓提出的控制策略。電流控制采用雙內環(huán)的控制結構，第一內環(huán)是網側電流內環(huán)，第二內環(huán)是電容電流內環(huán)。最后，電容電流給定和反饋的偏差經過三個比例調節(jié)器作SVPWM 的電壓控制信號。在矢量控制的基礎上引入了電容電流內環(huán)提高系統的穩(wěn)定性。但實驗結果證明，該方法對于不平衡電網電壓有較強的魯棒性。三閉環(huán)的控制策略是專門針對LCL 濾波器提出的，這種控制策略對不平衡電網電壓有較強的魯棒性，但是其原理復雜，控制器較難設計；直接功率控制是近年來較為新穎的一種控制策略，它是從常規(guī)三相電壓源型PWM逆變器的控制中延伸而來，控制原理和結構簡單，采用查表技術，也便于數字實現，但其開關頻率不固定給濾波器參數選擇帶來一定困難。隨著對風能、太陽能等新能源的利用越來越多，逆變器的應用也越來越廣泛，如何保證逆變器輸出的電能質量成為研究的重點。首先介紹了三相并網逆變器的產生背景，基于LCL濾波的三相并網逆變器的研究現狀。并詳細介紹了LCL濾波器的參數設計，對基于無源阻尼和有源阻尼的兩種控制策略進行了分析和控制系統的設計。7第2章 PWM逆變器的原理及數學模型第2章 PWM逆變器的原理及數學模型 逆變器的工作原理用三個單相逆變電路可以組合成一個三相逆變電路，但在三相逆變電路中，應用最廣的還是三相橋式逆變電路，采用IGBT作為開關器件的電壓型三相橋式逆變電路如圖所示圖21 三相逆變電路原理圖 如圖所示的直流側通常只有一個電容器件就可以了，但為了分析方便，畫作串聯的兩個電容器并標出了假想中點，和單相半橋、全橋逆變電路相同，電壓型三相橋式逆變電路的基本工作方式也是180176。同一相即同一半橋的上下兩個臂交替導電，各相開始導電的角度一次相差120176。下面來分析電壓型三相橋式逆變電路的工作波形，對于U相來說，當橋臂1導通時，當橋臂4導通時， 因此，的波形是幅值為的矩形波。 負載線電壓可由下式求出 （21） 該負載中點N與直流電源假想中點之間的電壓為，則負載各相的相電壓分別為 （22）把上面各式相加并整理可求得 （23）設負載為三相對稱負載，則有，故可得 （24） 的波形為矩形波，但其頻率為頻率的3倍，幅值為其1/3，即為 。負載參數已知時，可以由的波形求出U相電流的波形。的上升段即為橋臂1導電的區(qū)間，其中時為導通，的下降段即為橋臂4導電的區(qū)間，其中時為導通。把橋臂5的電流加起來，就可得到直流側電流的波形，每隔60176。 下面對三相橋式逆變電路的輸出電壓進行定量分析，把輸出線電壓展開成傅里葉級數得： （25）式中，k為自然數輸出線電壓有效值為： （26）其中基波幅和基波有效值分別為 （27） （28）下面再來對負載相電壓進行分析，把展開成傅里葉級數得： （29）式中，k為自然數負載相電壓有效值為 （210）其中基波幅值和基波有效值分別為 （211） （212）在上述180176。 基于LCL濾波器的PWM逆變器數學模型LCL 所示。電抗器 L 除濾波外，還具有升壓及能量交換功能， 、 用于濾除高次諧波，滿足電網對電流諧波的要求。因此，對此狀態(tài)方程進行abc→αβ 變換，按照式（237），（238）的轉換矩陣，可得αβ坐標系下的LCL 濾波器狀態(tài)空間方程為： （244） 然后進行αβ →dq根據式（241），（242）的變換矩陣，可得dq坐標系下的LCL濾波器狀態(tài)空間方程為： （245）式中:——三相電網電壓的基波角頻率 ——三相電網電壓矢量的d，q 軸分量——三相濾波電容電壓矢量的d，q 軸分量——整流器交流側電壓矢量的d，q 軸分量 ——三相電網電流矢量的d，q 軸分量——整流器交流側電流矢量的d，q 軸分量 由式（245） 所示的LCL 濾波器的結構框圖。可以看出，基于LCL 濾波器的PWM整流器是一個高階、非線性、強耦合的多變量系統。 鎖相環(huán)路是一種反饋電路，鎖相環(huán)的英文全稱是PhaseLocked Loop,簡稱PLL。因鎖相環(huán)可以實現輸出信號頻率對輸入信號頻率的自動跟蹤，所以鎖相環(huán)通常用于閉環(huán)跟蹤電路。 在數據采集系統中，鎖相環(huán)是一種非常有用的同步技術，因為通過鎖相環(huán)，可以使得不同的數據采集板卡共享同一個采樣時鐘。因為每塊板卡的采樣時鐘都是同步的，所以都能嚴格地在同一時刻進行數據采集。它由以下三個基本部件組成：鑒相器（PD）、環(huán)路濾波器（LPF）和壓控振蕩器（VCO）。 圖46 鎖相圖的基本方框圖鎖相環(huán)的工作原理： 1. 壓控振蕩器的輸出經過采集并分頻； 2. 和基準信號同時輸入鑒相器； 3. 鑒相器通過比較上述兩個信號的頻率差，然后輸出一個直流脈沖電壓； 4. 控制VCO，使它的頻率改變； 5. 這樣經過一個很短的時間，VCO 的輸出就會穩(wěn)定于某一期望值。當沒有基準（參考）輸入信號時，環(huán)路濾波器的輸出為零（或為某一固定值）。當有頻率為的參考信號輸入時，和同時加到鑒相器進行鑒相。環(huán)路一旦進入鎖定狀態(tài)后，壓控振蕩器的輸出信號與環(huán)路的輸入信號（參考信號）之間只有一個固定的穩(wěn)態(tài)相位差，而沒有頻差存在。 環(huán)路的鎖定狀態(tài)是對輸入信號的頻率和相位不變而言的，若環(huán)路輸入的是頻率和相位不斷變化的信號，而且環(huán)路能使壓控振蕩器的頻率和相位不斷地跟蹤輸入信號的頻率和相位變化，則這時環(huán)路所處的狀態(tài)稱為跟蹤狀態(tài)。 本章小結 本章介紹了三相電壓型逆變器的工作原理，然后進一步分析了LCL濾波器的數學模型，將三相對稱靜止坐標系中的基波正弦變量轉化成同步旋轉坐標系中的直流變量，從而可以采用簡單的PI控制即可實現被控量的無靜差控制，簡化了控制系統設計。然而，濾波電容的分流作用，使整流器的電流控制系統由一階變?yōu)槿A，控制更為復雜，并且在某些高次諧波電流下，LCL 濾波器的總阻抗接近零，將導致諧振效應，影響系統的穩(wěn)態(tài)性能。 阻尼方法分為兩種：一種叫做“無源阻尼法”，它是通過在電容上串聯電阻來使系統穩(wěn)定，這種方法穩(wěn)定可靠，在工業(yè)中被廣泛應用，但是加入的電阻會增加系統的損耗，不適合大功率系統的應用。該方法通過增加控制的復雜性避免無源阻尼的損耗問題。由上述分析可知，諧波等效電路中，電容支路與電網等效支路并聯，然后與整流器側電感串聯。L 上的電流是由其阻抗和電容支路與支路的并聯阻抗決定的。為了對開關紋波電流進行分流，以使得高頻分量盡可能多的從電容支路流過，在設計時必須保證高頻下。不會隨著和并聯電路的加入而減小太多，所以整流器側紋電流主要取決于L 的大小。但太大的電感量會造成直流電壓利用率下降，而且使得電感體積大，成本增加。（2） 和并聯部分。根據并聯電路各支路的分流關系，必須小于，只有這樣才能使高頻電流分量盡量從電容支路流過，盡可能少地流入電網。同L 情況類似， 的電感量也有限制。 濾波器參數設計的約束條件（1）LCL 濾波器的電容將引起無功功率增加，從而降低功率因數。（2） ，否則需要較高的直流電壓來保證電流的控制性，這將會增大功率開關的損耗。一般諧振頻率在十倍的基波頻率到開關頻率的一半之間（4）需增設阻尼電阻防止諧振，但阻值不能太大，以免帶來過多的損耗，從而降低了效率。(2) 總電感值的約束條件： （32）其中為直流母線電壓，為網側相電壓峰值，為相電流峰值。(4) 電容所串電阻 （35） 基于無源阻尼的單電流環(huán)控制方案的設計 基于LCL濾波的并網逆變器較早的控制策略是采用無源阻尼的單環(huán)控制策略，該策略的優(yōu)點是電路結構簡單，可以使用較少的傳感器，控制器設計簡單，不足的地方是采用無源阻尼，會增加功率損失，尤其在大功率應用場合，電阻上的功率損耗會更多，并且可能導致發(fā)熱量巨大，就要額外加散熱片，雖然減少了傳感器，但可能由于電阻造成的功率損失、額外增加的散熱設備，長期看來，成本不一定會減少。該單環(huán)控制策略采用PI調節(jié)器。圖31 基于無源阻尼的并網逆變器原理圖可得系統線性控制模型： 圖32 基于無源阻尼的線性控制系統模型 計算PI調節(jié)器的參數，根據文獻[2]得LCL濾波器的傳遞函數： （36）將逆變器等效為一個小慣性環(huán)節(jié): 又的數值很小，忽略不計，則F(s)化簡為： （37）進而可得被控對象的傳遞函數： （38）且已知PI調節(jié)器的傳遞函數為： 其中τ=hT整定為II型系統后為： （39）且典型II型系統的傳遞函數為： （310）其中選定h，濾波器參數、C和的值，即可計算出K，然后可得即，且電容所串電阻為： （311） 以上為理論計算方法，仿真過程中各參數還需要適當調整，才能得到較好的濾波效果和穩(wěn)定的電壓電流波形。 網側電感電流外環(huán)控制器的設計 下圖是基于LCL濾波的三相并網逆變器原理圖圖33 三相并網逆變器原理圖 可得系統線性控制模型： 圖34 基于有源阻尼的線性系統控制電感電流外環(huán)的控制器的設計方法與單電流環(huán)中控制器的設計方法類似。典型I型系統為：，上述控制對象要整定為I型系統，可采用PI調節(jié)器：，且取為T和RC中較大的數，由于，取3,C=100uF，則取=RC，整定后的I型系統為：，又,且取KT=、動態(tài)響應較快，計算可得的值。第4章 系統參數設計及仿真驗證第4章 系統參數設計及仿真驗證 系統參數設計選定直流母線電壓800V，電網電壓380V/50Hz，總功率100kW,開關頻率選定為5kHz,可得輸出相電流峰值為215A，令為逆變器側濾波電感，為網側濾波電感，為濾波電容，為單環(huán)控制策略中電容所串電阻?？傻弥C振頻率，滿足約束條件。，可得整定后的并網電感電流外環(huán)傳函為：且典型II型系統為： 其中，由于開關頻率為5KHz，則T=，又取h=5時，動態(tài)響應適中，此時： 可得，即，又，可得。下面分別對基于無源阻尼的單環(huán)控制策略和基于有源阻尼的雙環(huán)控制策略分別進行了仿真驗證，并對仿真波形進行比較，得到較好的控制策略。B、C兩相一次相差120176。（3）輸出電壓電流同頻同相檢測逆變器輸出電壓電流同頻同相才能并網供電，所以控制器的設計中都要設置鎖相環(huán)節(jié)。相角是確定的，故沒有加鎖相環(huán)節(jié)，但實際系統中是必須要加鎖相環(huán)的。（ａ）無源阻尼策略電壓電流波形 （ｂ）有源阻尼策略電壓電流波形 圖47 兩種控制策略的電壓電流波形　　通過仿真波形可以看出，兩種控制方法所得電壓電流均為同相，證明控制策略以及濾波器參數計算均正確可行。結論結論隨著石油、煤炭等一次性能源的儲量不斷減少，對風能、太陽能等新能源的利用不斷增加，PWM逆變器其技術得到了廣泛應用。由于引入了LCL濾波器，采用了一種電容電流和網側電流雙閉環(huán)的電流控制策略，通過在Matlab\Simulink平臺下建立相應的仿真模型，進行對比研究可得到如下結論：（a,b,c）中的逆變器一般數學模型交流側均為時變交流量，因而不利于控制系統的設計，通過坐標變換將三相對稱靜止坐標系（a,b,c）轉換成以電網基波頻率同步旋轉的（d,q）坐標系，這樣，經坐標旋轉變換后，三相對稱靜止坐標系中基波正弦變量將轉化成同步旋轉坐標系中的直流變量，從而簡化了控制系統設計。，在濾波電感參數取值相同的條件下，分別采用兩種濾波器進行對比仿真實驗，結果證明采用電容電流和網側電流雙閉環(huán)的控制策略，輸出電流變得更加平滑，紋波明顯減少，系統穩(wěn)定性和動態(tài)性進