【正文】 時有難以預測的浪涌大電流，而且考慮到不同頻段的高頻信號，所以C3和C8均取值為10nF。中功率變換器的CM扼流環(huán)電感量的實際范圍通常是10mH~50mH（每股線圈）。因此，本電源中的CM扼流環(huán)L0取值為45mH，而DM扼流環(huán)L2和L5分別取值為1mH。因此CM扼流環(huán)的漏感與其他扼流環(huán)不一樣，電感差分不會相互抵消。線間電容成為X電容，傳統(tǒng)的離線式X電容是由專門的金屬化薄膜和紙構成的，而Y電容是專門的圓片陶瓷電容。陶瓷電容自身沒有自恢復特性，但是陶瓷Y電容專門用于任何情況下都不允許短路失效的場合，因此，本電源中的C3，C5，C8，C9是Y電容，而C6，C7是X電容。 最大輸入電壓時，加在變換器上的整流直流電壓 Vinmax=√2*VACmax=√2*48=MOSFET額定電壓為500V，故在Vinmax處，必須保留至少50V的裕量，此種情況下，漏極電壓不能超過450V，于是漏極電壓為V漏，于是有 V漏≤450V選擇標準的400V瞬態(tài)抑制二極管Vz。由于輸入電壓增加時，占空比降低，則1D增加，要保持IL*（1D）=Io不變，IL就要相應地減少，可以得出電感的直流電流隨輸入電壓的增加而減少。變換器最小直流整流電壓為：Vinmin=√2*VACmin=√2*36= 忽略變換器輸入端的電壓紋波，此即變換器的直流輸入。實際上會使用其他方法以計算更準確的D值，最終將忽略該理論值。當變換器供電電壓下降時，占空比就會增大以保持調(diào)整電壓，根據(jù)掉電后需要維持輸出電壓的工作頻率周期調(diào)節(jié)，選擇合適的輸入電容與控制器的最大占空比限制Dlim。若將24W的輸出功率集中在一個等效的12V單輸出上，則可得12V輸出負載電流為： Io=24/12=2A一次輸出點電壓為Vz，負載電流為Iz，其中： Iz=Io/n=2/5=實際工作的占空比很重要，因為占空比若有小幅度的上升，（從理論值上100%的效率），將可導致工作的峰值電流及其相應磁場能量均有較大增量。輸入電壓為Vinmin時 Von=Vin=導通時間為：Ton=D/f=所以伏秒數(shù)為： Et=Von*Ton=*21=因為需要降低高頻銅耗，減少變壓器體積等各種原因。若無氣隙，磁心一旦存儲少許能量就容易達到飽和。故若所加氣隙太大，則必然導致匝數(shù)增加，這將增大繞組的銅耗。故此時必須就實用進行折中選擇，通常采用以下公式（一般應用于鐵氧體磁心）Ve=*（2+r）2*Pin/（r*f）cm3其中f的單位為kHz。在EI30中可以找到，其等效長度和面積在他的規(guī)格說明中已經(jīng)給出：Ae= le=則可得其體積為： Ve=Ae*le=*=大于所需尺寸，滿足要求。由于給定頻率（L*I方程）的r和L表達式等效，故結合這些公式，磁通密度變化取最大值（通過r），即可得到非常有用的關于r(MKS單位)的電壓相關方程式：N=（1+2/r）*Von*D/（2*Bpk*Ae*f）所以若無材料的磁導率，磁隙等信息，只要已知磁心Ae與其磁通密度變化范圍，仍能得到所求的匝數(shù)值。通常在反激式變換器中這些都不成問題。采用后者時，最好不要增大體積，因為這樣可能會導致過設計。12V輸出的二次繞組匝數(shù)為：ns1=np/n=94/5=12V副供電繞組的二次匝數(shù)為ns2= ns1=。最后，必須要考慮到材料的磁導率，L與磁導率相關的方程有 L=u*uo*Ae*N2*H/（le*z）其中，z為氣隙系數(shù) z=(le+u*lg)/le此處的z可取不小于1（無氣隙）的任何值。大氣隙雖然有很到的好處，但是根據(jù)r的選則如果想要保持一定的L值，就不得不充分地增加匝數(shù)。所以對于鐵氧體材料的氣隙變壓器，z在10~20是比較好的折中選擇。而由于本實驗是在兩邊磁柱上插入氣隙，則兩邊的氣隙墊片就必須為上述計算值的一半，這樣才能得到所需的總氣隙長度。但繞組本身卻必須考慮這些情況，此時電流是脈沖形的，邊沿陡峭且高頻。高頻電磁場很強，其間的電子強烈地互相排斥，使得電流都聚集在導體的表面，此種聚集程度隨著系數(shù)√f的增大而加深。因為電流流動引起的電阻與電流流過或是能流過的面積成反比，所以這種電流聚集就會使有效銅阻增大。它是頻率的函數(shù)，也是集膚深度的函數(shù)。選擇之后，若需要通過比橫截面所能承受的更大電流，則應用此種導線多股并繞。在非高頻情況下，表面的電流密度與穿過整個銅線的電流密度等值。當使用圓形導線時，如果選擇導線直徑為集膚深度兩倍，則表示導線內(nèi)部到表面無大于集膚深度的空間，導線面積可充分利用。5反饋電路 UC3843簡介開關電源以其高效率、小體積等優(yōu)點獲得了廣泛應用。相比電壓型PWM，電流型PWM具有更好的電壓調(diào)整率和負載調(diào)整率，系統(tǒng)的穩(wěn)定性和動態(tài)特性也得以明顯改善，特別是其內(nèi)在的限流能力和并聯(lián)均流能力使控制電路變得簡單可靠。Unitrode公司推出的UC3843系列控制芯片是電流型PWM控制器的典型代表[2]。圖4 UC3843內(nèi)部圖各管腳功能簡介如下:1腳COMP是內(nèi)部誤差放大器的輸出端，通常此腳與2腳之間接有反饋網(wǎng)絡，以確定誤差放大器的增益和頻響。3腳ISENSE是電流傳感端。此外，當電源電壓異常時，功率開關管的電流增大，當取樣電阻上的電壓超過1V時，UC3843就停止輸出，有效地保護了功率開關管。鋸齒波振蕩器外接定時電容C和定時電阻R的公共端。6腳OUT是輸出端，此腳為圖滕柱式輸出，驅動能力是177。這種圖騰柱結構對被驅動的功率管的關斷有利，因為當三極管VTl截止時，VT2導通，為功率管關斷時提供了低阻抗的反向抽取電流回路，加速功率管的關斷。當供電電壓低于＋，UC3843不能啟動，此時耗電在1mA以下。芯片工作后，輸入電壓可在+～+30V之間波動，低于+。8腳VREF是基準電壓輸出，可輸出精確的+5V基準電壓，電流可達50mA。 UC3843工作描述UC3843系列是專門設計用于離線和直流—直流變換器應用的高性能，固定頻率，電流模式控制器，為設計者提供使用最少外部原件的高性能價格比的解決方案。電容Ct由5V的參考電壓通過電阻Rt充電，在Ct放電期間，振蕩器產(chǎn)生一個內(nèi)部消隱脈沖保持“或非”門的中間輸入為高電平，這導致輸出為低狀態(tài)，從而產(chǎn)生了一個數(shù)量可控的輸出靜區(qū)時間。振蕩器門限是溫度補償?shù)?，放電電流在Tj=250C時被微調(diào)并確保在正負10%之內(nèi)，這些內(nèi)部電路的優(yōu)點使振蕩器頻率及最大輸出占空比變化最小。為了可靠鎖定，振蕩器自震頻率應設定為比時鐘頻率低10%左右。．2 誤差放大器提供一個有可訪問反相輸入和輸出的全補償誤差放大器。典型情況下變壓器輸出電壓通過一個電阻分壓器分壓，并由反向輸入監(jiān)視。誤差放大器輸出（管腳1）用于外部回路補償，輸出電壓因兩個二極管壓降而失調(diào)（）并在連接至電流取樣比較器的反相輸入之前被三分。這發(fā)生在電源正在工作并且負載被取消時，或者在軟啟動過程的開始。．3 電流取樣比較器和脈