【正文】 在DTMF檢測解碼中，由于輸入的信號是實數(shù)序列，所以并不要檢測出8個行列頻率的相位信息，只需要計算出其幅度的平方值即可，即只需考慮。該優(yōu)化算法相對Goertzel算法可以減少運算量，但以損失相位信息為代價的，然而這種相位信息的損失并不會影響算法的正常解碼和檢測。由此可知，結(jié)合公式(22)和公式(26)，即可計算輸入序列x(n)的單點DFT X(k)的幅度平方方值。Goertzel算法的IIR濾波器結(jié)構(gòu)，使得該算法可以對輸入序列進行實時的處理。最后由按鍵和DTMF的映射關(guān)系得到相應(yīng)的按鍵信息。 語音壓縮編碼算法—— ，主要應(yīng)用于可視電話、數(shù)字傳輸和高質(zhì)量語音壓縮系統(tǒng)等。其中，高碼率算法具有較高的重建語音質(zhì)量，而低碼率算法的計算復(fù)雜度則較低。對激勵信號進行量化時，高碼率算法采用多脈沖最大似然量化(MPMLQ)，而低碼率算法采用算術(shù)碼本激勵線性預(yù)測(ACELP)。對于分析合成后的線性預(yù)測誤差信號，并傳送量化參數(shù)。[6]。所以首先將上述碼流分割成長度為240個樣點的語音幀，即每幀240個采樣值，采樣頻率8kHz，每幀30ms。這個過程也被稱作語音信號的預(yù)處理。(3) 線性預(yù)測分析(LPC)線性預(yù)測是在假定系統(tǒng)輸入為白噪聲，輸出為重建的語音信號的情況下，對系統(tǒng)的傳輸函數(shù)的有效估計，其目的在于使得重建信號最大程度地逼近輸入的語音信號，使得二者在主觀感覺上盡可能的一致。為了提高LPC系數(shù)的連續(xù)性，采用長度為180個樣值的漢明窗，即同時包含前后兩個子幀，這使算法引入60個樣值的超前時延。然后，對于每個子幀，利用LevinsoDurbin遞歸算法求出10個線性預(yù)測系數(shù)(LPC系數(shù)) ,這些系數(shù)也將在后續(xù)的計算中用于共振峰感知加權(quán)濾波器。(4)LSP量化由于線譜對參數(shù)(LSP)具有良好的量化特性和內(nèi)插特性。LSP處理包括三個部分：LSP量化、LSP解碼和LSP插值。其中，LSP量化過程如下：首先，進行一個小的附加帶寬擴展()以提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。量化的基本步驟如下：1）用搜索單位圓和對過零點進行插值的方法將LPC系數(shù)aj轉(zhuǎn)換為LSP系數(shù)Pj；2）將得到的LPC系數(shù)去除長時直流成分PDC，得到新的不含有直流分量的LSP矢量p；3）用前一子幀解碼后得到的LSP系數(shù)對當(dāng)前這一子幀進行線性預(yù)測，其固定的預(yù)測因子為，從而得到去除直流分量的LSP預(yù)測矢量和殘差LSP矢量； (210) (211)4)將未量化的LSP矢量、量化后的LSP矢量和LSP殘差矢量分別分裂為三個子矢量，這三個子矢量的維數(shù)分別為3維、3維和4維。(5)共振峰感知加權(quán)濾波器為了提高量化感知質(zhì)量，高通濾波后的語音信號需要通過共振峰感知加權(quán)濾波器和諧振峰噪聲整形濾波器以生成初始目標(biāo)信號。因此，在衡量合成后的語音與原始輸入的語音之間的誤差的時候，要考慮上述因素，即在語音能量較高的頻段，允許的誤差大一些，以降低編碼速率，所以要引入共振峰感知加權(quán)濾波器W(z)來實現(xiàn)對語音信號的修正[7]。W(z)的定義如下： ， (212)其中。(6)開環(huán)基音估值開環(huán)基音估值(也稱開環(huán)基音搜索)就是對語音信號的基音周期的估計。利用感知加權(quán)語音信號f[n]，同時采用搜索互相關(guān)最大的方法，得到開環(huán)基音周期。使得互相關(guān)最大的索引號j即為開環(huán)基音周期。該濾波器是基于基音的感知加權(quán)濾波器，主要利用了語音的長時相關(guān)性。為了求得最佳時延L，對CPW(j)定義如下，并對其采用最大化準(zhǔn)則： ， (215)其中，L1 = LOL 3，L2 = LOL+ 3。這里將上式中CPW(j) 的最大值定義為CL。沖激響應(yīng)的傳輸函數(shù)表達式如下： ， (216)公式(216)中，、分別為語音合成濾波器、感知加權(quán)濾波器和諧振峰噪聲整形濾波器的傳輸函數(shù)。將零值輸入合成濾波器，得到合成濾波器的零輸入響應(yīng)，然后在感知加權(quán)的語音信號中減去零輸入響應(yīng)，即可得到碼本搜索的輸入信號。如前所述，開環(huán)基音搜索是基于整幀的整數(shù)基音估計，沒有考慮到合成后的語音和原始語音之間的誤差，所以開環(huán)基音搜索只是對基音周期的估計，確定了基音周期的大致范圍，并不能確定基音周期的準(zhǔn)確值。，利用上文提到的沖激響應(yīng)和開環(huán)基音估值計算閉環(huán)基音周期。然后進行自適應(yīng)碼本搜索，即將基音預(yù)測器的增益進行矢量量化。對于低碼率編碼()使用170個矢量進行量化：對于高碼率編碼()，如果第0子幀或者第2子幀的閉環(huán)基音周期小于58，則使用85個矢量進行量化，否則使用1 70個矢量量化。針對兩種不同碼率的編碼方式采用不同的搜索算法：對于高碼率編碼()采用多脈沖最大似然量化(MPMLQ)，對于低碼率編碼()采用代數(shù)碼本激勵線性預(yù)測(ACELP)。固定碼本搜索就是要找出合適的參數(shù)，使得和的均方誤差最小，的表達式如下所示： (217)其中，G為增益因子；為第k個脈沖幅度的符號，取值為177。上文提到的待尋找的合適的參數(shù)就是G、和。該算法規(guī)定如下：偶數(shù)子幀脈沖有6個，奇數(shù)子幀脈沖有5個；脈沖只能全部在奇數(shù)位置或全部在偶數(shù)位置，奇偶用1bit表示。這樣就用5個或6個點代表60個信號。2) 代數(shù)碼本激勵線性預(yù)測(ACELP)低碼率編碼()采用ACELP算法。表21中的每行表示每個激勵脈沖的可能位置為8個，相鄰的兩個位置之間相差為8個樣點位置，相鄰兩個脈沖的對應(yīng)的可能位置之間相差2個樣點位置。表21 ACELP激勵碼本符號位置第1個脈沖177。12，10，18，26，34，42，50，58第3個脈沖177。16，14，22，30，38，46，54，(62)ACELP算法使用的是17bit代數(shù)碼本。其中，每個脈沖的正負(fù)符號用lbit來編碼，故4個脈沖共計4bit；所有脈沖的位置可以同時移動一位變成奇數(shù)位置，是否一位用1bit編碼，綜上所述，總計為17bit。3系統(tǒng)的硬件平臺及軟件環(huán)境 硬件總體設(shè)計方案如前所述，整個項目主要是運用于鐵路調(diào)度方面，對工作人員的調(diào)度工作做以監(jiān)控之用。鐵路上的工作人員使用自己手中的對講機發(fā)送調(diào)度指令，由監(jiān)控室中的對講機接收這些信息并將其進行保存，以備日后的核查。雙音多頻信號是對講機發(fā)送的機器序列號，可以作為監(jiān)控碼使用；語音信號則是工作人員發(fā)出的鐵路調(diào)度信息。語音算法通常含有較為復(fù)雜的算術(shù)運算，因此選用DSP作為處理芯片。如果輸入的是多路數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)量較大，而壓縮算法存在固有延時，所以一般先將A/D采樣后的數(shù)字信息存入SDRAM進行緩存，以待壓縮處理。在第六章的方案升級中，也將提到其他的改進方法。 系統(tǒng)框圖，整個系統(tǒng)可以分為下位機和上位機兩個部分。本論文的主要工作是下位機的軟件設(shè)計部分，因此本章也是主要圍繞著下位機的硬件平臺和軟件設(shè)計來敘述的。 DSP選型（1）TMS320C5509簡介音頻處理一般采用較為復(fù)雜的算法進行算術(shù)運算，而DSP處理器具有強大的數(shù)學(xué)運算功能，十分適用于音頻處理的用途。結(jié)合實驗室的現(xiàn)有硬件條件，主要在三款DSP芯片上作以取舍。下面分別結(jié)合這三款DSP芯片的特點作以簡單介紹，并分析出最適用于本論文的DSP芯片。同時這款芯片也是在日常開發(fā)中較為熟悉其使用方法的一款芯片，在使用方法上，技術(shù)較為成熟。TMS320C281x系統(tǒng)DSP是基于TMS320C2xx內(nèi)核的定點數(shù)字信號處理器，與F24x系統(tǒng)DSP相比，其提高了運算的精度(達32位)和系統(tǒng)的處理能力(達到150MIPS)。TMS320C28lx DSP的芯片內(nèi)部提供了16KB的SARAM。C55x的指令集與C54x的完全兼容，為C54x開發(fā)的程序重新匯編后在C55x上的運行提供了很好的保障，兩者運行結(jié)果幾乎完全相同。對于實驗室已經(jīng)購進的TMS320C5509 DSP來說，其片上資源更為豐富，其擁有256KB的RAM和64KB的ROM。根據(jù)估算，語音壓縮程序大約需要35KB的空間，雙音多頻解碼程序和串口傳輸程序大約分別需要3KB空間。（2）TMS320C5509 DSP的性能簡介TMS320C5509 DSP作為C55x系統(tǒng)的代表型號，具有以下主要特征[10]：l 一個3216位的指令緩沖隊列；l 兩個1717位的乘加單元；l 一個40位的算術(shù)邏輯單元；l 一個40位的移動器；l 一個16位算術(shù)邏輯單元；l 四個40位的累加器；l 12組獨立的總線。而性能達到500MIPS(400MHz)，對數(shù)字通信等便攜式應(yīng)用所提出的挑戰(zhàn)，提供了有效的解決方案。C55x的指令集是C54x的超集，加入了適應(yīng)擴展的新的硬件單元的指令。這種長度可變的指令可以使每個函數(shù)的控制代碼量比C54x降低40％，從而達到優(yōu)化代碼密度和有效地使用總線的效果。雙MAC可以在一個周期內(nèi)完成兩個17*17bit的MAC運算。第二個16bit的ALU用于通用的算術(shù)運算，增加了并行性和加法的靈活性。C55x CPU包含有4個單元：1)指令緩存單元。該單元還包括解碼邏輯，解釋C55x的不同長度的指令。2)程序流單元。其硬件用于高效的循環(huán)、分支、條件執(zhí)行以及流水保護。在程序執(zhí)行中，為訪問數(shù)據(jù)提供地址指針。專門的硬件管理5組數(shù)據(jù)總線，使數(shù)據(jù)流向各個計算單元。4)數(shù)據(jù)計算單元。它包括MAC、主ALU以及累加器寄存器。通過這個單元所保證的指令的并行性，是提高C55x處理效率的關(guān)鍵。通過McBSP與外部設(shè)備的數(shù)據(jù)交換，由DX引腳發(fā)送數(shù)據(jù)，RX引腳接收數(shù)據(jù)。DSP的CPU或DMA控制器與McBSP的通信，通過16bit寄存器訪問內(nèi)部的外設(shè)總線來實現(xiàn)。寫給DSR的數(shù)據(jù)，通過發(fā)送移位寄存器(XSRl、XSR2)移位輸出DX。然后，再由(RBRRBR2)復(fù)制到DRRs，由CPU或DMA控制器讀取。如果串行字長為12或16bit，則不需要使用DRRRBRRSRDXR2以及XSR2寄存器進行讀、寫或移位的操作。(3) McBSP的使用如前所述，McBSP包含兩個通路：數(shù)據(jù)流和控制通路。讀取或?qū)懭霐?shù)據(jù)時，從相應(yīng)的寄存器中進行處理即可。如果使用TI提供的CSL進行DSP的初始化，則可根據(jù)CSL提供的庫函數(shù)直接修改其函數(shù)參數(shù)即可完成操作上述操作。 DMA的使用直接存儲器訪問(DMA)控制器可以在沒有CPU參與的情況下，完成存儲器映射區(qū)之間的數(shù)據(jù)傳輸。 在片內(nèi)存儲器、片外存儲器、片上外圍設(shè)備之間傳送數(shù)據(jù)216。在這種情況下，對外部存儲器的訪問會帶來比較大的性能損失，也會占用比較多的CPU資源，所以考慮采用DMA方式實現(xiàn)對片外存儲器的訪問。 A/D芯片的選型和使用（1）AD73360的主要特征[12]根據(jù)項目要求，需要選擇一款具有多輸入通道的A/D芯片。選用這款芯片的主要原因是其具有6通道模擬輸入端，可以充分滿足項目的需要。上述6通道各路自帶轉(zhuǎn)換電路，可以保證同時采樣，并且無需CPU干預(yù)，從而有效地減少了由于采樣時間不同而產(chǎn)生的相位誤差。每個通道可以允許從直流到4kHz的模擬信號通過。當(dāng)級聯(lián)使用AD73360時，最多可將8個AD73360芯片級聯(lián)在一起。AD73360的其他主要特征如下:1) 其6通道之間相互隔離，并且每通道都含有一個信號調(diào)理電路和片上輸入增益放大器，增益可達0到38dB，增益范圍被設(shè)為8級，可由編程控制選擇。各個通道在音頻范圍內(nèi)可提供77dB的信噪比。接口信號線只有6條，節(jié)約了印刷板的面積，并且可以有效地減小了電磁干擾，從而使得系統(tǒng)更加穩(wěn)定地運行。3）由于AD73360具有內(nèi)置的程控可變增益放大器，所以這款A(yù)D芯片不僅適合于大信號應(yīng)用，同樣適用于小信號應(yīng)用，而且對小信號應(yīng)用尤為簡單高效。各個控制寄存器的bit的設(shè)置分別代表不同的狀態(tài)。當(dāng)系統(tǒng)中接入AD73360后，需要由DSP向其各個寄存器寫入合適的控制字完成其基本工作方式的設(shè)定。（3）AD73360的使用方法AD73360在程序數(shù)據(jù)模式下工作時，首先進入程序方式并向AD73360寫入控制字，然后再切換到數(shù)據(jù)方式。而在混合模式