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基于單片機(jī)的無刷直流電機(jī)控制系統(tǒng)的研究與設(shè)計(jì)-在線瀏覽

2024-07-31 12:41本頁面
  

【正文】 40MHz工作頻率 l 兩級程序存儲(chǔ)器加密機(jī)制 l 36個(gè)可編程I/O端口,20mA吸入電流,可直接驅(qū)動(dòng)LED l 2級中斷機(jī)制 l 16個(gè)中斷源,2~4個(gè)外部中斷 l 4個(gè)16位定時(shí)器/計(jì)數(shù)器 l 2個(gè)全雙工UART通信端口 l 空間矢量PWM(SVPWM), 3相雙向6路,1路啟??刂?l 4/8路10位精度ADC,轉(zhuǎn)換速率200KBPS l 1個(gè)可編程看門狗 l 支持自編程功能 l SPI編程接口 l 溫度范圍:-45 ℃~+85℃ 本次設(shè)計(jì)的控制芯片是由xxx有限公司提供的,該公司是LS系列芯片的西北代理,該公司經(jīng)理介紹,這款芯片是一款51內(nèi)核的8位單片機(jī),但其性能遠(yuǎn)遠(yuǎn)超越51單片機(jī),在某種程度上可以和DSP等控制芯片媲美,可以滿足本次設(shè)計(jì)的要求,更重要的是它的價(jià)格很低,具有很大的發(fā)展?jié)摿??;魻栁恢脗鞲衅魇悄壳氨容^成熟的IC器件,具有體積小、簡單可靠、安裝靈活方便、易于實(shí)現(xiàn)機(jī)電一體化等優(yōu)點(diǎn),是目前應(yīng)用最為廣泛的位置傳感器。為此,國內(nèi)外的研究人員進(jìn)行了大量的研究工作,提出了很多種位置信號檢測方法,大多是利用檢測定子電壓、電流等容易獲取的物理量進(jìn)行轉(zhuǎn)子位置的估算,其中較為成熟的有: 反電勢過零點(diǎn)檢測法, 反電勢3次諧波積分法, 續(xù)流二極管法等[2]。缺點(diǎn):(1) 增大了電機(jī)的體積。容量在數(shù)百瓦以下的小容量方波型無刷直流電機(jī)常用的霍爾位置傳感器的成本相對于電機(jī)本體來說所占比例比較大;(3) 傳感器的輸出信號易受到干擾。若傳感器損壞,還可能連鎖反應(yīng)引起逆變器等器件的損壞;(4) 傳感器的安裝精度對電機(jī)的運(yùn)行性能影響很大,相對增加了生產(chǎn)工藝的難度。缺點(diǎn):(1) 如反電勢法等轉(zhuǎn)子位置檢測方法在低速時(shí)檢測準(zhǔn)確度都不高,需要其他方法輔助電機(jī)起動(dòng);(2) 由于各種濾波、比較電路引起的相位延遲必須在算法中加以補(bǔ)償,所以算法編程難度較大;(3) 由于架構(gòu)了轉(zhuǎn)子位置檢測電路,所以增加了硬件的復(fù)雜性。這種方法與傳統(tǒng)的無刷直流電機(jī)控制方法有所不同,它一般用來控制異步電機(jī)和同步電機(jī)的[5],但由于小功率無刷直流電機(jī)的空間磁場接近正弦波[6],可以當(dāng)作永磁同步電機(jī)來控制,故本次設(shè)計(jì)采用變壓變頻控制方法。這種方法是利用逆變器產(chǎn)生頻率逐漸增加的三相互差120度的交流電壓,三相交流電加在電機(jī)定子繞組上產(chǎn)生三相正弦電流進(jìn)而在電機(jī)部產(chǎn)生內(nèi)圓形旋轉(zhuǎn)磁場,此圓形旋轉(zhuǎn)磁場與電機(jī)轉(zhuǎn)子永磁體所產(chǎn)生的磁場互相作用帶動(dòng)轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn),最終達(dá)到電機(jī)的同步運(yùn)行。圖31 PSIM仿真圖 仿真波形及分析 載波比N=63如圖32(a)所示為載波比N=63時(shí)電機(jī)的三相電流波形,可以看出電流波形比較光滑接近正弦波。圖32(a)電機(jī)三相電流波形圖32(b)電機(jī)三相電流波形FFT分析如圖33所示為電機(jī)三相電壓仿真波形,可以看到,輸出波形和理論分析一致為“品”字波形且三相電壓互差120度。圖34 單片機(jī)發(fā)出波形仿真 載波比N=33如圖35(a)所示為載波比N=33時(shí)電機(jī)的三相電流波形,可以看出電流波形接近正弦波,相比N=63該波形沒有那么平滑。圖35(a)N=33時(shí)電機(jī)三相電流波形圖35(b)N=33時(shí)電機(jī)三相電流波形FFT分析如圖36所示為電機(jī)三相電壓仿真波形,可以看出,輸出波形相比變得稀疏,波形仍為“品”字波形,相位保持不變。圖37單片機(jī)發(fā)出波形仿真 載波比N=21如圖38(a)所示為載波比N=21時(shí)電機(jī)的三相電流波形,電流波形接近正弦波但相比來說波形變得更為粗糙,這是因?yàn)檩d波比減小的緣故。38(a)N=21時(shí)三相電流波形38(b)N=21時(shí)三相電流波形FFT分析如圖39(a)所示為電機(jī)三相電壓仿真波形,可以看出,輸出波形形狀良好,相比變得更為稀疏。圖310單片機(jī)管腳發(fā)出波形仿真 仿真總結(jié)此次仿真采用PSIM軟件,該軟件繪制原理圖方便,容易上手,仿真主要對控制系統(tǒng)的原理進(jìn)行了仿真。實(shí)際上仿真中采用的方法是嚴(yán)格的自然采樣法,這種方法生成SPWM是最接近理想值得,然而在實(shí)際中用單片機(jī)發(fā)出SPWM波形是采用規(guī)則采樣法。另外,本次設(shè)計(jì)采用分段同步調(diào)制,仿真中對不同的載波比都進(jìn)行了仿真,從結(jié)果可以看出,仿真結(jié)果和理論分析幾乎相差無幾,這對后面的硬件調(diào)試起到了很好的指導(dǎo)作用。總體框圖如圖41所示:圖41系統(tǒng)總體框圖 電源模塊設(shè)計(jì)直流電源采用常用的12v電源模塊,經(jīng)過兩個(gè)降壓芯片7815和7805降壓分別得到5v直流給單片機(jī)供電,和10v直流給驅(qū)動(dòng)電路供電,同時(shí)12v直流電作為逆變電路的直流側(cè)電壓源。單片機(jī)控制模塊部分電路圖如43所示:圖43 單片機(jī)控制模塊 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)IR2101是雙通道、柵極驅(qū)動(dòng)、高壓高速功率驅(qū)動(dòng)器,該器件采用了高度集成的電平轉(zhuǎn)換技術(shù),大大簡化了邏輯電路對功率器件的控制要求,同時(shí)提高了驅(qū)動(dòng)電路的可靠性。IR2101主要特性包括:懸浮通道電源采用自舉電路;功率器件柵極驅(qū)動(dòng)電壓范圍10~20美國IR公司生產(chǎn)的IR2101驅(qū)動(dòng)器,是中小功率變換裝置中驅(qū)動(dòng)器件的首選品種。驅(qū)動(dòng)電路模塊電路圖如44所示:圖44 驅(qū)動(dòng)電路模塊電路圖 PCB板的設(shè)計(jì)本次設(shè)計(jì)中,在確定了各模塊所采取的實(shí)現(xiàn)方法之后,我用Altium Designer 軟件繪制了各模塊的原理圖,之后在西安電氣有限公司的經(jīng)理和同事幫助之下,完成了PCB圖的布線和排版作,以及之后的PCB板的制作都是在該公司的直接幫助下完成的。第一部分是SPWM波形的生成程序,這是整個(gè)程序的主體。只要能在定時(shí)器1的中斷中實(shí)時(shí)修改PWM波的占空比和周期,就可以實(shí)時(shí)計(jì)算產(chǎn)生SPWM波。這部分是程序當(dāng)中的難點(diǎn)。SPWM控制方式是用SPWM的脈沖驅(qū)動(dòng)逆變電路中的功率開關(guān)器件,使逆變器輸出的PWM脈沖電壓與期望輸出的正弦信號在每一個(gè)周期內(nèi)面積相等[7]。在載波信號和調(diào)制信號的交點(diǎn)處改變開關(guān)狀態(tài),得到脈寬按照正弦波幅值變化的一組等幅不等寬的矩形脈沖序列,用這個(gè)脈沖序列來改變功率開關(guān)器件的通斷。 SPWM實(shí)現(xiàn)方案對比a. 硬件調(diào)制法硬件調(diào)制法按使用的元器件的不同,有兩種不同的實(shí)現(xiàn)方法。在該方法中,用運(yùn)放等器件產(chǎn)生三角波,再用其他分立器件產(chǎn)生正弦波,將兩種波形同時(shí)輸入比較器來產(chǎn)生SPWM信號。其二,可以使用集成芯片,如HEF4752芯片。使用集成芯片方式的靈活性較低,不宜實(shí)現(xiàn)數(shù)字化。b. 軟件生成法SPWM控制方式的逆變器中,控制器可以用邊查表邊作簡單計(jì)算的方式生產(chǎn)SPWM。本設(shè)計(jì)采用軟件生成法,其實(shí)就是用軟件來實(shí)現(xiàn)調(diào)制產(chǎn)生SPWM的方法。軟件生成法有兩種基本算法:即自然采樣法和規(guī)則采樣(1) 自然采樣法自然采樣法是以載波三角波和調(diào)制波正弦波的自然交點(diǎn)控制MOS管的開通關(guān)斷。這種在自然交點(diǎn)處控制MOS管關(guān)斷的方法,需要實(shí)時(shí)求解一個(gè)超越方程。當(dāng)然,自然采樣法輸出的正弦波也實(shí)際正弦波更接近。規(guī)則采樣法說明圖如圖51所示。在三角波的負(fù)峰時(shí)刻tD對正弦信號波采樣而得到D點(diǎn),過D點(diǎn)作一水平直線和三角波分別交于A點(diǎn)和B點(diǎn),在A點(diǎn)時(shí)刻tA和B點(diǎn)時(shí)刻tB控制功率開關(guān)器件的通斷。設(shè)正弦調(diào)制信號波為 Ur=αsinωrt (51)式中,a稱為調(diào)制度,0≤a1;wr為正弦信號波角頻率,從圖51中得如下關(guān)系式 1+αsinωrtDδ2=2Tc2 (52)因此可得 δ=Tc21+αsinωrtD (53)則占空比 D=δTc=1+αsinωrtD2 (54)比較值為 CMP=TpwmD*Tpwm (55)式(54)是規(guī)則采樣法單相SPWM波占空比的算法公式,依此可容易得到其他兩相的占空比公式,思路是在A相角頻率的基礎(chǔ)上讓角頻率滯后120度、240度。其二,雖然LS052AX能夠處理浮點(diǎn)數(shù)據(jù),但由于微機(jī)處理浮點(diǎn)時(shí)的耗時(shí)較長,實(shí)時(shí)性不夠,所以將算出來的數(shù)據(jù)縮小十倍,在實(shí)時(shí)計(jì)算的公式中擴(kuò)大十倍,只讓單片機(jī)去計(jì)算整形數(shù)據(jù),節(jié)約微機(jī)的處理時(shí)間,提高實(shí)時(shí)性。如圖52所示,載波信號三角波和調(diào)制信號正弦波在單極性調(diào)制方式中極性相同,在半周期內(nèi)同時(shí)為正,在下半周期內(nèi)同時(shí)為負(fù)。圖52 單極性SPWM調(diào)制示意圖如圖53所示,載波三角波和調(diào)制信號正弦波在雙極性調(diào)制方式中極性不同,在一個(gè)周期內(nèi)極具有正負(fù)極性變化的信號。圖53 雙極性SPWM調(diào)制示意圖綜合以上考慮,本次設(shè)計(jì)采用雙極性調(diào)制。其二,雖然雙極性調(diào)制需要加入死區(qū)來防止同一橋臂的上下MOS管的誤導(dǎo)通,但結(jié)合LS052AX控制器的全比較單元互補(bǔ)輸出PWM功能,能方便的實(shí)現(xiàn)雙極性調(diào)制方式。載波信號三角波的頻率隨著調(diào)制信號正弦波的頻率Fr按照固定的載波比N=Fc/Fr變化,這種調(diào)制方式稱為同步調(diào)制。在低頻段時(shí),同步調(diào)制方式由于載波比不變,其載波頻率會(huì)下降,會(huì)產(chǎn)生高次諧波。 圖54 同步調(diào)制波形同樣的,如果載波信號三角波的頻率隨調(diào)制信號正弦波的頻率Fr的變化而變化,則稱這種方法為異步調(diào)制。異步調(diào)制方式在調(diào)制頻率較低時(shí),半周期內(nèi)脈沖個(gè)數(shù)會(huì)發(fā)生變化,因而有利于改善低頻時(shí)的輸出電壓波形,且減少了電機(jī)上的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。在高頻段時(shí),由于載波頻率不變,載波比會(huì)減小,半周期內(nèi)的脈沖個(gè)數(shù)會(huì)減小,從而不利于電機(jī)的運(yùn)行。這種方式是同步調(diào)制的一種靈活應(yīng)用,優(yōu)點(diǎn)是既保留了同步調(diào)制在高頻段的優(yōu)點(diǎn),又保留了異步調(diào)制在低頻段的優(yōu)點(diǎn)??紤]到本系統(tǒng)輸出頻率較高,選用分段同步調(diào)制較好。決定采用分段同步調(diào)制后,還有一個(gè)重要問題就是確定載波比N的確定。當(dāng)載波比太高時(shí),在調(diào)制頻率一定時(shí),載波頻率自然就越高。當(dāng)載波比太低時(shí),在調(diào)制頻率較低時(shí),半周期內(nèi)的脈沖數(shù)較少,會(huì)引起轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)等問題。綜合以上考慮,分段同步調(diào)制載波比分別取取6321,保證輸出波形高度對稱,并且盡量提高載波比。 主程序設(shè)計(jì)LS052AX微控制器為系統(tǒng)的控制芯片,其軟件部分的主流程圖如圖56所示。另外,程序中充分利用了LS052AX單片機(jī)的三通道并發(fā)功能,在三通道程序的并行處理下,大大減少了系統(tǒng)計(jì)算過程所耗費(fèi)的時(shí)間,提高了系統(tǒng)實(shí)時(shí)性。(a) 第0道主程序 (b) 第2道程序圖56 主程序流程圖 全比較單元模塊配置
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