【正文】 c=0，代入上式得 0 = gc(– VBB+Vbmcos?c–V BZ) (5) 即 　集電極余弦電流脈沖的分解( 6 )因此，知道了 Vbm、 VBB與 VBZ各值， ?c的值便完全確定。將式 (7)與式 (8)相除，即得 或 (9)若將尖頂脈沖分解為傅里葉級數(shù)由傅里葉級數(shù)的求系數(shù)法得其中：尖頂脈沖的分解系數(shù) 當(dāng) ?c≈120?時(shí)， Icm1/icmax在 Ic負(fù)載阻抗 Rp為某定值的 到最大值。取 ?c=120?應(yīng)該是最佳通 但此時(shí)放大器處 低。：－波形系數(shù)由曲線可知： 極端情況 ?c=0時(shí)，此時(shí) ?=1， ?c可達(dá) 100%因此，為了兼顧功率與效率，最佳通角取 70?左右。增大 ξ和 g1的值是提高效率的兩個(gè)措施 ,然而增大 g1與增大 α1是互相矛盾的。g1越大 ,但 α1卻越小 ,所以要兼 顧效率和輸出功率兩個(gè)方面 , 若取 θ=70176。此時(shí)的集電極效率可達(dá)到 %,時(shí)的集電極效率僅為 64%左右。一般以 70176。可以兼顧效率和輸出功率兩個(gè)重要指標(biāo)。例 ,V,ICm=20mA,求當(dāng) θ分別為 180176。90176。時(shí)的輸出功率和相應(yīng)的基極偏壓 VBB,時(shí)的集電極效率。解： )=,α1(180176。)=,)=? 因?yàn)?當(dāng)甲類工作時(shí) (θ=180176。根據(jù)式 (),??Ic1m=20=10mA,Po=1012=60V? ICm／ (1cosθ)?當(dāng)乙類工作時(shí) (θ=90176。? Ic1m=20=10mA,當(dāng)丙類工作時(shí) (θ=60176。? Ic1m=20=,Po=η=?由式 ()可知 :??ICm／ (1cosθ)? V?1.如，維持基極電壓 vBE不變，改變集電極電壓vCE ，就可求出 ic–vCE靜態(tài)特性曲線族。 3個(gè)參變量不變，則放大器的工作狀態(tài)就由負(fù)載電阻 Rp決定。 　 所謂動態(tài)特性是和靜態(tài)特性相對應(yīng)而言的，在考慮了負(fù)載的反作用后，所獲得的 vCE、 vBE與 ic的關(guān)系曲線就叫做動態(tài)特性。–VBB+Vbmcos?t VCC–Vcmcos?t消去 cos?t可得， vBE==gd(vCE–　　用類似的方法，可得出在 ic根據(jù)上式可作出功放的動態(tài)特性曲線如圖所示：icgd(vCE– ⑴ 取 B點(diǎn)，作斜率為 gd的直線； ⑵ 取 Q、 A兩點(diǎn)，連成直線。⑴ A點(diǎn) vCE＝ VCC， vCE=–VBB+Vbmcos?tvBE=icgd(vCE–功率放大器的負(fù)載特性　　在 電壓、電流隨負(fù)載變化波形　　 1) 在負(fù)載電阻 RP由小至大變化時(shí)，負(fù)載線的斜率由小變大，如圖中 1?2?3。2)欠壓狀態(tài) :B點(diǎn)以右的區(qū)域。的范圍內(nèi)，根據(jù) Vc=RpIc1，放大器的交流輸出電壓在欠壓區(qū)內(nèi)必隨負(fù)載電阻 RP的增大而增大，其輸出功率、效率的變化也將如此。臨界狀態(tài) :負(fù)載線和 vb放大器工作在臨界狀態(tài)時(shí)，輸出功率大，管子損耗小，放大器的效率也就較大。過壓狀態(tài)電壓、電流隨負(fù)載變化波形　　過壓狀態(tài)放大器的負(fù)載較大，如動態(tài)線 3就是這種情況。根據(jù)傅里葉級數(shù)對 ic波形分解可知，波形下凹的 ic，其基波分量 Ic1會下降，下凹愈深，則 Ic0、 Ic1的下降也就愈激烈因此放大器的輸出功率和效率也要減小。欠壓狀態(tài)的功率和效率都比較低，集電極耗散功率也較大，輸出電壓隨負(fù)載阻抗變化而變化，因此較少采用。過壓狀態(tài)的優(yōu)點(diǎn)是，當(dāng)負(fù)載阻抗變化時(shí)，輸出電壓比較平 有所下降，發(fā)射機(jī)的中間級、集電極調(diào)幅級常采用這種狀 負(fù)載特性曲線 率差不了許多，可以說是最佳工作狀態(tài)，發(fā)射機(jī)的末級常 態(tài)為例。掌握負(fù)載特性，對分析集電極調(diào)幅電路、基極調(diào)幅電路的工作原理，對實(shí)際調(diào)整諧振功率放大器的工作狀態(tài)和指標(biāo)是很有幫助的。導(dǎo)通角 ?c的調(diào)整由　　若保持 Vb不變增大偏置 VBB；或保持 VBB不變增大激勵電壓振幅 Vb；或同時(shí)增大 VBB和 Vb，這三種情況均可使導(dǎo)通角 ?c增大，若相反，則可使 ?c減小。有時(shí)希望增大 ?c，但要保持 Im不變，則應(yīng)在增加 VBB的同時(shí)，適當(dāng)減小激勵 Vb。欠壓、臨界、過壓工作狀態(tài)的調(diào)整　　調(diào)整欠壓、臨界、過壓三種工作狀態(tài)，大致有以下幾種方法： 　　改變供電電壓 VCC； 　　改變激勵 Vb?！　?改變 Rp，但 Vb、 VCC、 VBB不變 當(dāng)負(fù)載電阻 Rp由小至大變化時(shí)，放大器的工作狀態(tài)由欠壓經(jīng)臨界轉(zhuǎn)入過壓。負(fù)載特性曲線 振幅基本上不隨 VCC變化 不變；而在過壓區(qū)，輸出 小而下降，故輸出功率也 (2)改變 VCC對工作狀態(tài)的影響(3)因?yàn)闊o論是 Vbm還是 VBB的變化，其結(jié)果都是引起 vBE的變化。vBE=　　在過壓區(qū)中輸出電壓隨 VCC改變而變化的特性為集電極調(diào)幅的實(shí)現(xiàn)提供依據(jù)；因?yàn)樵诩姌O調(diào)幅電路中是依靠改變VCC來實(shí)現(xiàn)調(diào)幅過程的。1.Vbm變化時(shí)電流、功率的變化2.m對工作狀態(tài)的影響　　當(dāng) vb例 41諧振功率放大器輸出功率 Po已測出，在電路參數(shù)不變時(shí)，為提高 Po采用提高 Vbm的辦法。采用提高 Vbm提高 Po效果不明顯說明放大器工作在過壓工作狀態(tài)，為了達(dá)到 Po明顯提高的目的可以減小 Rp或增加 Vcc。 max和 ?c導(dǎo)通角 ?c集電極電流脈沖幅值 Icm　諧振功率放大器的計(jì)算2)電流余弦脈沖的各諧波分量系數(shù) ?0(?c)、 ?1(?c)、 … 、 3)諧振功率放大器的功率和效率直流功率： P==Ic0? ?c小， Rp大。 2) 根據(jù) 求得 Vb 3) 根據(jù) ic max=gcVb(1– cos?c)求得 ic max、 Ic Ic0 ?c=70?， cos70?=，Ic1=icc已知該放大器采用晶體管的參數(shù)為： fT≥150MHz ，功率增益 Ap≥13dB ，管子允許通過的最大電流 IcM=3A，最大集電極功耗為 Pc max=5W。4) 求交流電壓振幅： Vcm=VCC?=24?= 對應(yīng)功率、效率。Pc max (安全工作 ) 則 5) 激勵功率 因?yàn)?Ap=13dB，即 動態(tài)線表達(dá)式 :其中斜率值 gd的另一種形式 :? 因?yàn)?RΣ=所以 Rd=()??例 ,gcr=θ=60176。 RΣ=100Ω, θ)?故 =?n 解： )(1cos)100=19但隨著工作頻率的提高，由于晶體管的高頻特性及大信號的注入效應(yīng)而引入的誤差將更大，嚴(yán)重時(shí)，使放大器無法工作。　　 一方面應(yīng)該考慮晶體管基區(qū)少數(shù)載流子的渡越時(shí)間、晶體管的體電阻 (特別是 rbb?的影響 )。上述的這些影響都會使放大器的功率增益、最大輸出功率及效率的急驟下降。而在大信號高頻工作時(shí)，必須考慮其非線性特性。高頻情況下功放管 各電極電流波形 　基區(qū)渡越時(shí)間的影響 渡越角在 ??0=10?~20?時(shí)，功放管各電極電流的變化情況：(1) 發(fā)射極電流 ie(2) 集電極電流 ic： 的峰值 滯后于 ie高頻情況下功放管各電極電流波形 (3) 基極電流 ibie–　　上述分析表明， ic的導(dǎo)通角加大，將使功率管的效率大大降低； Ib1的加大將使激勵功率增加，這會使放大器的功率增益降低，這種現(xiàn)象將隨工作頻率升高而加劇?！【w管基極體電阻 rbb?的影響　飽和壓降 Vces　　大信號注入時(shí)，功率管的飽和壓降將增大，在高頻工作時(shí)，集電極體電阻也要提高，致使飽和壓降進(jìn)一步增加?！　?Vces的增加，會使功率放大器的輸出功率、效率、功率增益均減少。 這種負(fù)反饋當(dāng)然會使輸出功率及功率增益下降，并使激勵增加?；鶚O饋電電路 輸出匹配網(wǎng)絡(luò) 集電極饋電電路 　直流饋電電路(1)串饋電路 指直流電源 VCC、負(fù)載回路 (匹配網(wǎng)絡(luò) )、功 率管三者首尾相接的一種直流饋電電路。 C LC的選取原則為 ＞ ?回路阻抗 1/c11/10?回路阻抗 如圖 LC為高頻扼 流圈， C1為高頻旁路電容， C2為隔直流通高頻電容， LC、 C C2的選取原則與串饋電路基本相同。2）其基波分量的交流通路應(yīng) 如原理圖所示：3）其諧波分量的交流通路應(yīng) 輸出回路為例集電極電路對各頻率成分電流的等效電路無論是 串饋還是并饋都必須滿足外部電路方程：輸出回路滿足 VCC–Vcmcos?t(3)優(yōu)點(diǎn)：在并饋電路中，信號回路兩端均處于直流地電位，即零電位。缺點(diǎn) :在并饋電路中， LC處于高頻高電位上，它對地的分布電容較大，將會直接影響回路諧振頻率的穩(wěn)定性；串聯(lián)電路的特點(diǎn)正好與并饋電路相反。基極饋電電路 在功放級輸出功率大于 1W 時(shí)，基極偏置常采用自給偏置電路。　　利用發(fā)射極直流電流在發(fā)射極偏置電阻上產(chǎn)生所需的偏置的方法，稱為自偏置。1）串聯(lián)饋電如圖（ a）所示。vBE=：3）偏置電路中的自生反偏壓圖（ b） CB2和 RB 、 CB LB產(chǎn)生穩(wěn)定的 IB0， IB0 RB自生反偏壓