【正文】 當(dāng)外加VGS0時(shí)，使溝道變寬， VGS＜ 0時(shí)，使溝道變窄，從而使漏極電流減小。這時(shí)即使有漏源電壓，也不會有漏極電流。 21 ??????????PGSD S SD VvIi在飽和區(qū)內(nèi)， N溝道耗盡型 MOS管 特性曲線 21 ??????????PGSD S SDVvIi在飽和區(qū)內(nèi)， /V IDSS為零柵壓的漏極電流，稱為飽和漏極電流。 溝道長度調(diào)制效應(yīng) 在理想情況下，當(dāng) MOSFET工作于飽和區(qū)時(shí)，漏極電流與漏極電壓無關(guān)。 輸出特性的每根曲線會向上傾斜。m。這是增強(qiáng)型 FET的參數(shù)。這是耗盡型 FET的參數(shù)。常令︱ VDS ︱＝ 10V， VGS=0測出的 iD就是 。 （ 4）直流輸入電阻 RGD:漏源間短路，柵源間加一定電壓時(shí)的柵源直流電阻， MOS管的 RGS可達(dá) 109Ω～ 1015Ω 。 dsr（ 2）低頻跨導(dǎo) gm:低頻跨導(dǎo)反映了 vGS對 iD的控制作用。對 N溝道增強(qiáng)型 MOSFET管，可利用 ? ?? ? ? ?TGSnVTGSnV VvKvVvKvig ????????? 2DSDSGS2GSDm考慮到 和 ? ?2TGSnD VvKi ??2TnDO VKI ?? ?? ? ? ?TGSnVTGSnV VvKvVvKvig ????????? 2DSDSGS2GSDm上式又可改寫為 DDOTDnm iIViKg22 ??上式表明， iD越大， gm愈大。 167。2 場效應(yīng)管放大電路 一、直流偏置電路及靜態(tài)分析 直流偏置電路 （ 1）簡單的共源放大電路 （ N溝道增強(qiáng)型 MOS管） UO Rg2 VDD RL + + Rd iD Rg1 Ui Cb1 Cb2 Rg2 VDD Rd Rg1 直流通路 DDgggGS VRRRV ??????????212假設(shè)管的開啟電壓為 VT ， NMOS管工作于飽和區(qū)，則 ? ?dDDDDSTGSnDRIVVVVKI???? 2見例 綜上分析，對于 N溝道增強(qiáng)型 MOS管的直流計(jì)算，可采取如下步驟： ① 設(shè) MOS管工作于飽和區(qū)，則有 VGSQ＞ VT， IDQ＞ 0 , 且 VDSQ＞（ VGSQ － VT ） . ② 利用飽和區(qū)的電流－電壓關(guān)系曲線分析電路。 ④ 如果初始假設(shè)被證明是錯(cuò)誤的，則必需作出新的假設(shè)，同時(shí)重新分析電路。 （ 2）帶源極電阻的 NMOS共源放大電路 由圖得 ? ? ? ?SSDSSSSDDgggSGGSVRIVVVRRRVVV????????????????212當(dāng) NMOS管工作于飽和區(qū)，則有 ? ?? ? ? ?RRIVVVVVKIdDSSDDDSTGSnD?????? 2R Rg2 VDD + Rd iD Rg1 vi Cb1 Cb2 VSS RS 見例 直流偏置電路 圖 例 NMOS管參數(shù)： VT=1V,Kn=160181。A/V2,VDD=VSS=5V,IDQ=,VDQ=,試求電路參數(shù)。 （ 3）靜態(tài)工作點(diǎn)的確定 )( SDDQDDD S Q RRIVU ???S DQ DD GSQ R I V R R R U ? ? ? 2 1 2 2 ) 1 ( ? ? T GSQ DO DQ U U I I 聯(lián)立方程求解得 UGSQ和 IDQ。 先求VGS，然后作直流負(fù)載線，其與輸出特性 VGS曲線的交點(diǎn)即為靜態(tài)工作點(diǎn)。教材上的電路是特例， VGS已知，直流負(fù)載線與交流負(fù)載線相同。 第二項(xiàng)是漏極信號電流 id， 它同 vgs是線性關(guān)系；根據(jù) ， ? ? gsmgsTGSQnd vgvVVKi ????? 2第三項(xiàng)當(dāng) vgs是正弦波時(shí)，輸出電壓將產(chǎn)生 諧波或非線性失真。 據(jù)此，忽略第三項(xiàng)可得 ? ? ? ?dDQgsmDQgsTG S QnTG S QnDiIvgIvVVKVVKi?????????? 22考慮到 NMOS管的柵流為 0，柵源間的電阻很大，可看成開路，而 因此可得NMOS管的低頻小信號模型： gsmd vgi ??小信號模型分析 ○ ○ ○ ○ g d s B s g d + + Vgs Vds 低頻模型 a 考慮 λ≠0場效應(yīng)管的輸出電阻 rds為有限值時(shí)，其低頻模型如右模型 b g d + + Vgs Vds 低頻模型 b rds s 小信號模型分析 ○ ○ ○ ○ g d s B 在 Vbs=0時(shí)，可得高頻小信號模型如下，圖中rgs可看作無限大，可忽略。 Vds rgs rds Cgd Cgs Cds 高頻模型 Cgs+ Cgb gsV?對于后面介紹的結(jié)型場效應(yīng)管，其低頻和高頻小信號模型分別對應(yīng)于如上的低頻模型圖 b和高頻模型。3 結(jié)型場效應(yīng)管（ JFET） N 型 溝 道 P+ P+ d s g d g s N溝道 JFET結(jié)構(gòu)和符號 結(jié)構(gòu)與符號 d g s P溝道 JFET符號 一、 JFET的結(jié)構(gòu)和工作原理 JFET是利用半導(dǎo)體內(nèi)的電場效應(yīng)進(jìn)行工作的，也稱為體內(nèi)場效應(yīng)器件。 (1)、 vDS=0， vGS對導(dǎo)電溝道的影響 工作原理（ 以 N溝道為例，工作時(shí) vGS必需為負(fù) ） N P+ P+ d s g vGS = 0 VGG P+ P+ d s g vGS 0 P+ P+ s g d VGG vGS =V P 耗盡層 vGS由 0變負(fù)，由左至右依次變得更負(fù) 上述分析表明，改變的 vGS大小，可以有效地控制溝道電阻的大小。 ︱ vGS︱進(jìn)一步增大到某一定值︱ VP︱時(shí)，溝道全部被夾斷，溝道電阻將趨于無窮大，相應(yīng)的柵源電壓稱為 夾斷電壓 VP。 當(dāng) vDS增加到兩耗盡層在 A點(diǎn)相遇時(shí)，稱為 預(yù)夾斷，此時(shí) A點(diǎn)耗盡層兩邊的電位差 vGD用夾斷電壓 VP來描述。但從源極到夾斷處的溝道上，溝道內(nèi)電場基本不隨 vDS改變而變化，所以， iD不隨 vDS升高而上升，漏極電流趨于飽和。因此改變柵源電壓可得一族曲線。 對于 N溝道的 JFET， VP 0。 ? ? VGS繼續(xù)減小，溝道繼續(xù)變窄。 當(dāng) VDS增加到使 VGD=VP 時(shí)，在緊靠漏極處出現(xiàn)預(yù)夾斷。 在預(yù)夾斷處 VGD=VGSVDS =VP 綜上分析，可得下述結(jié)論： JFET柵極、溝道之間的 PN結(jié)是反向偏置的，因此，其 iG＝ 0，輸入電阻的阻值很高。 對于確定的 vGS ，預(yù)夾斷前， iD與 vDS呈近似線性關(guān)系；預(yù)夾斷后， iD趨于飽和。 ? 溝道中只有一種類型的多數(shù)載流子參與導(dǎo)電， 所以場效應(yīng)管也稱為單極型三極管 。 （ 2） 飽和漏極電流 IDSS: VGS=0時(shí)對應(yīng)的漏極電流。 （ 6）低頻跨導(dǎo) gm:低頻跨導(dǎo)反映了 vGS對 iD的控制作用。 主要參數(shù) （ 7）輸出電阻 : （ 8）最大耗散功率 PDM DSGSDm Vvig??? 時(shí)）（當(dāng) ?????????? 0)1(2GSPPPGSD S Sm ????? vVVVvIgGSDDSds Vivr??? JFET放大電路的小信號模型分析法 JFET的小信號模型 前已述及，結(jié)型場效應(yīng)管，其低頻和高頻小信號模型分別對應(yīng)于增強(qiáng)型場效應(yīng)管的低頻模型圖 b和高頻模型。 gmVgs Id gmVgs Id LRrds g s