【正文】 就能把輸入的直流電壓 Ui 變成矩形脈沖電壓。 U iSU i0T O N U 0t0t0( b )V( a )U 0 圖 11 開關(guān)電源的工作原理 (a)為原理性電路圖， (b)為波形圖 為方便分析開關(guān)電路，定義脈沖占空比如下： TTD ON? (11) 式中 T 表示開關(guān) S 的開關(guān)重復(fù)周期； TON 表示開關(guān) S 在一個(gè)開關(guān)周期中的導(dǎo)通時(shí)間 [1]。 T 不變，只改變 TON 來實(shí)現(xiàn)占空比調(diào)節(jié)的方式叫做脈沖寬度調(diào)制 (PWM)。若保持 TON 不變，利用改變開關(guān)頻率 f=1/T 實(shí)現(xiàn)脈沖占空比調(diào)節(jié)，河南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 3 從而實(shí)現(xiàn)輸出直流電壓 U0 穩(wěn)壓的方法，稱做脈沖頻率調(diào)制 (PFM)方式開關(guān)電源。既改變 TON，又改變 T，實(shí)現(xiàn)脈沖占空比的調(diào)節(jié)的穩(wěn)壓方式稱做脈沖調(diào)頻調(diào)寬方式。 開關(guān)電源的組成 開關(guān)電源由以下四個(gè)基本環(huán)節(jié)組成，見圖 12 所示 。除此之外，開關(guān)電源還有輔助電路，包括啟動(dòng)電路、過流過壓保護(hù)、輸入濾波、輸出采樣、功能指示等。 開關(guān)電源與線性電源相比，輸入的瞬態(tài)變換比較多地表現(xiàn)在輸出端，在提高開關(guān)頻率的同時(shí)，由于反饋放大器的頻率特性得到改善，開關(guān)電源的瞬態(tài)響應(yīng)指標(biāo)也能得到改善。所以可以通過提高開關(guān)頻率、降低輸出濾波器 LC 的方法改善瞬態(tài)響應(yīng)特性 [2]。 (2)重量輕：由于開關(guān)電源省掉了笨重的電源變壓器，節(jié)省了大量的漆包線和硅鋼片，電源的重量只有同容量線性電源的 1/5，體積也大大縮小。 2%以下。 (4)可靠安全：在開關(guān)電源中，由于可以方便的設(shè)置各種形式的保護(hù)電路，所以當(dāng)電源負(fù)載出現(xiàn)故障時(shí)，能自動(dòng)切斷電源，保護(hù)功能可靠。 開關(guān)電源的分類 ，開關(guān)電源可分為脈沖寬度調(diào)制 (PWM)式、脈沖頻率調(diào)制 (PFM)式和脈沖調(diào)頻調(diào)寬式三種。在顯示設(shè)備的 PWM 式開關(guān)電源中，自激振蕩頻率同步于行頻脈沖，即使在行掃描電路發(fā)生故障時(shí)，電源 電路仍能維持自激振蕩而有直流輸出電壓。 按電路的輸出取樣方式分類，可分為直接輸出取樣開關(guān)電源，間接輸出取樣開關(guān)電源；開關(guān)電源按功率開關(guān)管的連接方式，可分為單端正激開關(guān)電源、單端反激開關(guān)電源、半橋開關(guān)電源和全橋開關(guān)電源；按功率開關(guān)管與電源供電、儲(chǔ)能電感、穩(wěn)壓電壓的輸出方式，可分為串聯(lián)開關(guān)電源和并聯(lián)開關(guān)電源。 主開關(guān)電源的輸出功率較副電源、行輸出級(jí)二次電源的輸出功率要大。主開關(guān)電源主要為主負(fù)載電路提供 110～ 145V 的直流電壓。 副電源的主要作用是為微處理器控制電路提供 ＋ 5V 的供電電壓，副電源電路一般較簡(jiǎn)單，既可采用簡(jiǎn)易開關(guān)電源也可以采用傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓電路，無論負(fù)載處于正常工作狀態(tài)還是待機(jī)狀態(tài)，副電源都必須正常工作。由于它是由行輸出級(jí)經(jīng)直流 交流 直流的兩次變換，所以又稱為二次電源。 ： (1)由于負(fù)載 均屬高可靠性設(shè)備，對(duì)電源的要求較高，除了提供大的功率，還要求有高的效率。一般要求電源對(duì)交流輸入市電電壓的適應(yīng)范圍為 90～ 245V，并對(duì) 50Hz 及 60Hz 輸入頻率均能適應(yīng)。 (4)要求電源電路有良好的過壓、過流、輸出短路、 X 射線保護(hù)及復(fù)位功能。副電源電路功率不大，在幾 W 的范圍，既可以用開關(guān)電源實(shí)現(xiàn)。 河南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 6 開關(guān)電源典型結(jié)構(gòu) 串聯(lián)開關(guān)電源 結(jié)構(gòu) 串聯(lián)開關(guān)電源工作原理的方框圖如圖 13 所示。正常工作 時(shí)，功率開關(guān)晶體管 VT 在開關(guān)驅(qū)動(dòng)控制脈沖的作用下周期性地在導(dǎo)通、截止之間交替轉(zhuǎn)換，使輸入與輸出之間周期性的閉合與斷開。 U0 和功率開關(guān) 晶體管 VT 的脈沖占空比 D 有關(guān)， 見式 (1－ 2)。 并聯(lián)開關(guān)電源 結(jié)構(gòu) 并聯(lián)開關(guān)電源工作原理方框圖如圖 14 所示，功率開關(guān)晶體管 VT 與輸入電壓、輸出負(fù)載并聯(lián)，輸出電壓為： DUU i ?? 1 10 (13) 圖 14 為一種輸出升壓型開關(guān)電源，電路中有一個(gè)儲(chǔ)能電感，適當(dāng)利用這個(gè)儲(chǔ)能電感，可將并聯(lián)開關(guān)電源轉(zhuǎn)變?yōu)閺V泛使用的變壓器耦合并聯(lián)開關(guān)電源。功率開關(guān)晶體管 VT 與開關(guān)變壓器初級(jí)線圈相串聯(lián)接在電源供電輸入端，功率開關(guān)晶體管 VT 在開關(guān)脈沖信號(hào)的控制下，周期性地導(dǎo)通與截止，集電極輸出的脈沖電壓通過變壓器耦合在次級(jí)得到脈沖電壓，這個(gè)脈沖電壓經(jīng)整流濾波后得到直流輸出電壓 U0。由于采用變壓器耦合，所以變壓器的初、次級(jí)側(cè)可以相互隔離，從而使初級(jí)側(cè)電路地與次級(jí)側(cè)電路地分開，做到次級(jí)側(cè)電路地不帶電，使用安全。 圖 15 變壓器耦合并聯(lián)開關(guān)電源原理圖 電力場(chǎng)效應(yīng)晶體管 MOSFET 隨著信息電子技術(shù)與電力電 子技術(shù)在發(fā)展的基礎(chǔ)上相結(jié)合，形成了高頻河南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 8 化、全控型、采用集成電路制造工藝的電力電子器件，其典型代表就是。 特點(diǎn)是用柵極電壓來控制漏極電流，驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)單，需要的驅(qū)動(dòng)功率小，開關(guān)速度快，工作頻率高， 熱穩(wěn)定性好。 的結(jié)構(gòu)和工作原理 電力 MOSFET 的種類按導(dǎo)電溝道可分為 P 溝道和 N 溝道，圖 16 所示為N 溝道結(jié)構(gòu)。 P 基區(qū)與 N 漂移區(qū)之間形成的 PN 結(jié)反偏，漏源極之間無電流流過。 (a) 內(nèi)部結(jié)構(gòu)斷面示意圖 (b)電氣圖形符號(hào) 圖 16 電力 MOSFET 的結(jié)構(gòu)和電氣圖形符號(hào) MOSFET 開關(guān)時(shí)間在 10～ 100ns 之間，工作頻率可達(dá) 100kHz 以上，是電力電子器件中最高的。但在開關(guān)過程中需對(duì)輸入電容充放電，仍需一定的驅(qū)動(dòng)功率。 驅(qū)動(dòng)電路的選擇 (1)IR21 系列 因?yàn)?MOSFET 開關(guān)頻率可達(dá)到 100KHz，采用此類專用驅(qū)動(dòng)芯片最為理想。同類型的高壓板橋驅(qū)動(dòng)IC 有很完善的保護(hù)機(jī)制，可以很好的應(yīng)用于半橋、全橋、三項(xiàng)全橋等拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。在開關(guān)頻率較高時(shí)，會(huì)產(chǎn)生顯著的延時(shí)，而且需要一組獨(dú)立的驅(qū)動(dòng)電源。 (3)脈沖驅(qū)動(dòng)變壓器 隔離效果好，但是輸出驅(qū)動(dòng)波形不易控制，輸出驅(qū)動(dòng)脈沖的寬度不能大范圍調(diào)節(jié)，而且輸出寬脈沖時(shí)脈沖變壓器容易飽和，因此主要應(yīng)用于開關(guān)頻率不高的電路 [4]。此步驟完成后才能確保后續(xù)的規(guī)格能夠符合 要求 。 電源調(diào)整率的定義為電源供應(yīng)器于輸入電壓變化時(shí)提供其穩(wěn)定輸出電壓的能力。在前述之兩個(gè)極端下驗(yàn)證電源供應(yīng)器之輸出電源的穩(wěn)定度是否合乎需求的規(guī)格。均方根值交流電壓表來測(cè)量輸入電源電壓，眾多的數(shù)字功率計(jì)能精確計(jì)量 V、 A、 W、 PF。 電源調(diào)整率 ξ 通常以一 額定 負(fù)載下，由輸入電壓變化所造成其輸出電壓偏差率的百分比，如下列公式所示： O no rm alOOV VV m inm a x??? (14) 電 壓 調(diào)整率 也 可用表示 為， 在輸入電壓變化下，其輸出電壓偏差量須在規(guī)定之上下限范圍內(nèi)，即輸 出電壓上下限絕對(duì)值以內(nèi)。此項(xiàng)測(cè)試系用來驗(yàn)證電源在最惡劣負(fù)載環(huán)境下，如 在 負(fù)載 斷開 ，用電需求量最小 ， 其負(fù)載電流最低 的條件下，以及在 負(fù)載最多，用電需求量最大 ， 其負(fù)載電流最高的兩個(gè)極端下驗(yàn)證電源的輸出電源穩(wěn)定度是否合乎需求的規(guī)格。測(cè)試步驟如下：將待測(cè)電源供應(yīng)器以正常輸入電壓及負(fù)載狀況下熱機(jī)穩(wěn)定后，測(cè)量正常負(fù)載下之輸出電壓值，再分別 在輕載、重載負(fù)載下，測(cè)量并記錄其輸出電壓值，負(fù)載調(diào)整率通常以正常之固定輸入電壓下，由負(fù)載電流變化所造成其輸出電壓偏差率的百分比 表示。 綜合調(diào)整率的定義為電源供應(yīng)器在輸入電壓與輸出負(fù)載電流變化時(shí)，提供其穩(wěn)定輸出電壓的能力。 綜合調(diào)整率用下列方式表示： 當(dāng) 輸入電壓與輸出負(fù)載電流變化 時(shí) ，其輸出電壓 的 偏差量須在規(guī)定之上下限電壓范圍內(nèi) (即輸出電壓之上下限絕對(duì)值以內(nèi) )或某一百分比界限內(nèi)。輸出噪聲是表示在經(jīng)過穩(wěn)壓及濾波 后 的直流輸出電壓 含 有不需要的交流和噪聲部份 ， 包含低頻50/60Hz 電源倍頻信號(hào)、高于 20 KHz 高頻切換信號(hào)及其諧波，再與其他隨機(jī)性信號(hào)所組成 等 ，通常以 mVpp 峰對(duì)峰值電壓為單位來表示。開關(guān)電源實(shí)際工作時(shí)最惡劣的狀況如輸出負(fù)載電流最大、輸入電源電壓最低等， 要求 電源 設(shè)備 在惡劣環(huán)境狀況下，其輸出直流電壓加上 干擾信號(hào)后的 輸出瞬時(shí)電壓，仍能夠維持穩(wěn)定的輸出電壓不超過輸出高低電壓界限 。 例如 5V 輸出 電源 ，其輸出噪聲要求為 50mV 以內(nèi) 。在測(cè)量輸出噪聲時(shí)，電子負(fù)載的 PARD 必須比待測(cè)的電源供應(yīng)器的 PARD 值為低，才不會(huì)影響輸出噪聲測(cè)量。 河南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 12 第 2 章 開關(guān)變換電路 由開關(guān)電源結(jié)構(gòu)可知，開關(guān)穩(wěn)壓器無論何種形式，自激或它激實(shí)際上都是由開關(guān)電路和穩(wěn) 壓控制電路兩大系統(tǒng)組成。單端電路包括正激和反激兩類；雙端電路包括全橋、半橋和推挽三類。單端開關(guān)電路受開關(guān)器件最大動(dòng)作電流的限制以及變換效率的影響，其輸出功率一般在 200W 左右。推挽式、半橋式、橋式開關(guān)電路可以輸出較大功率，成為開關(guān)電源的主要電路形式。脈沖變壓器 TC 初、次級(jí)都有 兩組對(duì)稱的繞組，其相位關(guān)系如圖所示，開關(guān)管用開關(guān) S 代替。由于 S S2 導(dǎo)通時(shí)脈沖變壓器 TC 電流方向不同，形成的磁通方向相反，因此推挽電路與前述電路相比，提高了磁心的利用率。此外當(dāng)驅(qū)動(dòng)脈沖頻率恒定時(shí)，紋波率也相對(duì)較小。如果 用河南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 13 同規(guī)格的開關(guān)管組成單端變換電路，輸出最大功率為 150W。所以輸出功率200W 以上的開關(guān)電源均宜采用推挽電路。一是開關(guān)管承受反壓較高。二是推挽電路相當(dāng)于單端開關(guān)電路的對(duì)稱組合，只有當(dāng)開關(guān)管特性、脈沖變壓器初、次級(jí)繞組均完全對(duì)稱，脈沖變壓器磁心的磁化曲線在直角坐標(biāo)第Ⅰ、Ⅱ象限內(nèi)所包括的面積，才和第Ⅲ、Ⅳ象限曲線內(nèi)面積相等，正負(fù)磁通相抵消。因此，這種推挽電路目前僅用于自激或它激式低壓輸入的穩(wěn)壓變換器中。 自激推挽式變換器 自激推挽式直流脈沖變換器分有兩類，即飽和式推挽變換器和非飽和式變換器。所謂飽和式，是指脈沖變壓器工作在磁化曲線的飽和狀態(tài)。由于 VT2 的基極電路附加了 R2，因此 IB IC2 小于 IC IB1。因此， φ N1 在各繞組中產(chǎn)生感應(yīng)電勢(shì)，正反饋繞組N3 的感應(yīng)電勢(shì)形成對(duì) VT1 的正反饋，使 VT1 集電極電流迅速增大。磁通量飽和的結(jié)果，使其無變量，各繞組感應(yīng)電壓為零， VT1 的正反饋消失，集電極電流 IC1＞ IB1*β ，并迅速減小。此過程中，由于磁心的飽和周而復(fù)始地進(jìn)行， VT VT2 輪流導(dǎo)通，初始電流方向隨之不斷改變，因而在次級(jí)感應(yīng)出雙向矩形脈沖。 圖 22 飽和式推挽變換器基本電路 飽和型推挽變換器中，開關(guān)管 VT VT2 必須選擇較大的 ICM。在 Ic 劇增至 IcIB*β 時(shí)， Ic 才開始減小。這種變換器的優(yōu)點(diǎn)是頻率比較穩(wěn)定，其翻轉(zhuǎn)過程只取決于脈沖變壓器和負(fù)載電流。同樣是圖 22 的電路，如果合理選擇N1 或 N2 與 N N4 的匝數(shù)比，使正反饋過程中開關(guān)管在 Ic 增大到接近自身的飽和區(qū)時(shí)，出現(xiàn) IC＞ IB*β 的關(guān)系，使兩管的導(dǎo)通 /截止關(guān)系翻轉(zhuǎn)，則成為非飽和型推挽變換器。此類推挽變換器常被用于高壓變換器中。 上述推挽式自激變換器有不少優(yōu)點(diǎn)，但是也有缺陷。在圖 22 中，當(dāng) VT1 導(dǎo)通期， N3 的感應(yīng)脈沖是以正脈沖形式加到 VT1 基極，此時(shí) VT2 處于截止?fàn)顟B(tài)， N4 的感應(yīng)脈沖以負(fù)脈沖形式加到 VT2 基極。由于雙極型開關(guān)管有少數(shù)載流子的存儲(chǔ)效應(yīng)， IB 的減小，甚至 IB=0 時(shí)，其 IC 不會(huì)立即截止，而正反饋脈沖的反向卻可以使另一只開關(guān)管立即導(dǎo)通，因此，在 VT VT2 交替過程中必然出現(xiàn)兩管同時(shí)瞬間導(dǎo)通。正因?yàn)槿绱耍@種變換器的工作頻率一般只在 2022Hz 左右，以減小兩管交替導(dǎo)通過程中造成的共態(tài)導(dǎo)通損耗。 所有用于高壓開關(guān)電路的開關(guān)管絕對(duì)都只采用 NPN 型，這點(diǎn)是由半導(dǎo)體器件工藝所決定的。其中關(guān)系可以由圖 52 看出。如果用于輸入整流供電的高壓變換器， VT VT2 最高集電極和發(fā)射極之間電壓將是 600V 以上，達(dá)到此要求的只有 NPN 型開關(guān)管。為了避免截止?fàn)顟B(tài)反相驅(qū)動(dòng)脈沖擊穿開關(guān)管的 BE 結(jié)，必須在驅(qū)動(dòng)電路增加必要的保護(hù)措施，否則即使不擊穿 BE 結(jié)，也會(huì)使開關(guān)管處于深度截止?fàn)顟B(tài)，要想使其進(jìn)入導(dǎo)通狀態(tài)，勢(shì)必增加正向驅(qū)動(dòng)電流，因而使驅(qū)動(dòng)功率增大，變換器效率降低。很明顯，自激推挽式開關(guān)電源只能組成無穩(wěn)壓功能的變換器，而不能用于開關(guān)電源，因?yàn)橐娇刂苾晒艿耐〝嗾伎毡龋娐繁厝惠^復(fù)雜，且難以達(dá)到完全對(duì)稱地控制。截止到目前為止，推挽式、橋式變換器都采用它激電路，以便于在河南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 16 驅(qū)動(dòng)脈沖輸出之前進(jìn)行 PWM 控制 [7]。脈沖變壓器為了轉(zhuǎn)換輸出功率，鐵心的截面積必然較大，而要達(dá)到磁通量的飽和所需磁化電流也較大，使開關(guān)管損耗增大。但是無論是設(shè)計(jì)還是調(diào)試，要保持這兩者的嚴(yán)密關(guān)系是十分困難的。 上述