【正文】 態(tài)影響。在輸入電壓和輸出功率相同時(shí)，連續(xù)模式的初級(jí)電感量大約是不連續(xù)模式的4倍。當(dāng)KP≥1時(shí)，KP=KDPKP用以表征開關(guān)電源的工作模式(連續(xù)、非連續(xù))。散熱性能、元件方位以及最終產(chǎn)品外殼都會(huì)影響到二極管的工作溫度。） 17. 阻斷二極管的峰值反向電壓值應(yīng)大于：*Vmaxclamp18. 阻斷二極管的正向反復(fù)峰值電流額定值應(yīng)大于IP ，如果數(shù)據(jù)手冊(cè)中未提供該參數(shù)，則平均正向電流額定值應(yīng)大于：*IP （注釋：二極管的平均正向電流額定值可指定為較低值，它主要受熱性能的約束。使用這種二極管時(shí)應(yīng)特別注意，確保其反向恢復(fù)時(shí)間低于可接受的限值。 （注釋：在有些情況下，使用標(biāo)準(zhǔn)恢復(fù)二極管有助于提高電源效率及 EMI 性能。） 。如果測(cè)量值高于預(yù)期值，應(yīng)減小 Rclamp 的值。在電源制作完成后，應(yīng)用示波器測(cè)量峰值電壓 V clamp，然后將其與這里所使用的值進(jìn)行比較。由于IC難以計(jì)算或測(cè)量，我們將根據(jù)已知的比例因數(shù)調(diào)整E LL，從而估算出箝位中耗散的能量：Eclamp。）（注釋：并非所有的漏感能量都會(huì)轉(zhuǎn)移到箝位。） （注釋：建議典型值應(yīng)為 Vmaxclamp的10% 。對(duì)于通用輸入設(shè)計(jì)，建議V maxclamp 200 V 。初級(jí)繞組的漏感量可以通過測(cè)試來獲得，常用方法是，短路各個(gè)次級(jí)繞組測(cè)試此時(shí)的初級(jí)繞組的感量，這個(gè)值就是初級(jí)繞組的漏感量。VRCD是由VRCD1和VOR組成的MOS管VD應(yīng)當(dāng)小于VDC的2倍．（如果大于2倍，則主MOS管的VD值就過大了）④ ② 確定RCD+Z鉗位的大小注意：① VOR越高，變壓器匝比越大, 輸出二極管的反向電壓越高；⑶VOR越高，增加變壓器的漏感，降低效率，EMI增大； 原因：NPNS = VORVO+VD ,VOR越高，變壓器匝比越大，變壓器漏感越大，損耗越大，導(dǎo)致效率降低；⑷VOR大于135V，容易把開關(guān)管擊穿，VOR小于80V容易引起開關(guān)管在啟動(dòng)時(shí)的保護(hù)?！霾襟E5_確定發(fā)射的輸出電壓VOR以及鉗位穩(wěn)壓管電壓VCLO VOR的確定當(dāng)開關(guān)管斷開，變壓器能量傳輸時(shí)，次級(jí)線圈電壓通過匝比反射到初級(jí)的電壓即為反射電壓。其中ID為整流橋的電流額定值，IAVG為平均輸入電流。其中VACMAX從步驟1中得到。實(shí)際選用lA／600V的整流橋，以留出一定余量。 例如，設(shè)計(jì)一個(gè)7．5V／2A(15W)開關(guān)電源，交流輸入電壓范圍是85～265V，要求η=80％。方法一：設(shè)交流輸入有效值電流為IRMS，計(jì)算IRMS的公式如下： IRMS = Poη*μmin cosφ （2） 式中，PO為開關(guān)電源的輸出功率，η為電源效率，μmin為交流輸入電壓的最小值，cosφ為開關(guān)電源的功率因數(shù)，允許cosφ=~。這是因?yàn)榇祟惞茏拥膬r(jià)格低廉，且按照耐壓值“寧高勿低”的原則，能提高整流橋的安全性與可靠性。需要指出，假如用4只硅整流管來構(gòu)成整流橋，整流管的耐壓值還應(yīng)進(jìn)一步提高。 整流橋的主要參數(shù)有反向峰值電壓UBR(V),正向壓降UF(V),平均整流電流Id(A),正向峰值浪涌電流IFSM(A),最大反向漏電流IR(uA)。因此，整流橋?qū)嶋H通過的是窄脈沖電流。在理想情況下，整流橋的導(dǎo)通角本應(yīng)為180度（導(dǎo)通范圍從0度~180度），但由于濾波電容器C的作用，僅在接近交流峰值電壓處的很短時(shí)間內(nèi)，才有輸入電流經(jīng)過整流橋?qū)充電。同理由以上公式2變形公式得： ●最小直流輸入電壓VMIN = (2*VACMIN2)2*PO*(12*FLtc)η*CIN其中所用單位分別為伏特、瓦特、赫茲、秒及法拉第。公式1： 2*umin*sinwt=UImin→ wt = arcsin?(UImin2*umin)→ t = arcsin?(UImin2*umin)2*π*FL → tc=14*FLarcsin?(UImin2*umin)2*π*FL ⑴公式2：電容放電過程中放掉的能量Q = 1/2*CIN*U2=1/2*CIN*2*umin21/2*CIN*UImin2=1/2*CIN【（2*umin）2（UImin）2】又 Q = PIN*(12*FLtc) = PO/η*(12*FLtc)所以： Q = 1/2*CIN【（2*umin）2（UImin）2】= PO/η*(12*FLtc) → CIN = 2PO*(12*FLtc)η*[（2*umin）2UImin2] ⑵① 對(duì)于正常輸入電壓范圍：輸入電壓為AC195265V，那么最低輸入電壓為AC195V，在該輸入電壓的情況下，整流后輸出電壓峰值一般為195*√2=275V，輸入電容的選擇一般根據(jù)整流后最低輸出電壓來計(jì)算，如果我們考慮整流后最低輸出電壓為240V，則有由195=240，可以計(jì)算wt=61,可以計(jì)算出在單個(gè)脈動(dòng)周期內(nèi)，Tc = 1 4*FL492πFL = ,； C = 2*60**[（2*195）22402] = 64 * 106 F = 64UF 》= 1*PO② 對(duì)于寬輸入電壓范圍：輸入電壓為AC85265V，那么最低輸入電壓為AC85V，在該輸入電壓的情況下，整流后輸出電壓峰值一般為85*√2=120V，輸入電容的選擇一般根據(jù)整流后最低輸出電壓來計(jì)算，如果我們考慮整流后最低輸出電壓為90V，則有由85=90，可以計(jì)算wt=49,可以計(jì)算出在單個(gè)脈動(dòng)周期內(nèi)，Tc = 14*FL492πFL = ,；C = 2*60**[（2*85）2902] = 171 * 106 F = 171UF ∈（2~3）*PO綜上：設(shè)計(jì)合理。CI值選得過低，會(huì)使UImin值大大降低，而輸入脈動(dòng)電壓UR卻升高。輸入濾波電容器容量的選擇方法詳見附表l，Po為開關(guān)電源的輸出功率。令每單位輸出功率(W)所需輸入濾波電容器容量(μF)的比例系數(shù)為k，當(dāng)交流電壓u=85～265V時(shí)，應(yīng)取k=(2～3)μF／W；當(dāng)交流電壓u=230V(1177。如果沒有更好的參考數(shù)據(jù)，可以使用Z = 。%●損耗分配因子：Z，如果Z = 1，說明所有損耗都在次級(jí)側(cè)。1%，177。10%，177。本例設(shè)計(jì)取50HZ●開關(guān)頻率：FS 大于20KHZ，常用50KHZ~200KHZ，由MOSFET芯片決定。如果有必要可以通過改變L、NP或NS或磁芯/骨架的方法對(duì)其進(jìn)行迭代，知道滿足規(guī)定的范圍 26■步驟24 –確認(rèn)BP≤4200高斯。 一步一步精通單端反激式開關(guān)電源設(shè)計(jì)目錄■系統(tǒng)應(yīng)用需求 3■步驟1_確定應(yīng)用需求 3■步驟2_根據(jù)應(yīng)用需求選擇反饋電路和偏置電壓VB 4■步驟3_確定最小和最大直流輸入電壓VMIN和VMAX，并基于輸入電壓和PO選擇輸入存儲(chǔ)電容CIN的容量 選擇輸入存儲(chǔ)電容CIN的容量 確定最小和最大直流輸入電壓VMIN和VMAX 9■步驟4_輸入整流橋的選擇 9■步驟5_確定發(fā)射的輸出電壓VOR以及鉗位穩(wěn)壓管電壓VCLO 10■步驟6_對(duì)應(yīng)相應(yīng)的工作模式及電流波形設(shè)定電流波形參數(shù)KP：當(dāng)KP≤1時(shí)，KP=KRP。當(dāng)KP≥1時(shí)，KP=KDP 14■步驟7_根據(jù)VMIN和VOR確定DMAX 16■步驟8_計(jì)算初級(jí)峰值電流IP、輸入平均電流IAVG和初級(jí)RMS電流IRMS 16■步驟9_基于AC輸入電壓，VO、PO以及效率選定MOS管芯片 17■步驟10_設(shè)定外部限流點(diǎn)降低的ILIMIT降低因數(shù)KI 17■步驟11_通過IP和ILIMIT的比較驗(yàn)證MOS芯片選擇的正確性 18■步驟12_計(jì)算功率開關(guān)管熱阻選擇散熱片驗(yàn)證MOS芯片選擇的正確性 18■步驟13_計(jì)算初級(jí)電感量LP 18■步驟14_選擇磁芯和骨架，再?gòu)拇判竞凸羌艿臄?shù)據(jù)手冊(cè)中得到Ae，le，AL，和BW的參考值 19■步驟15_設(shè)定初級(jí)繞組的層數(shù)L以及次級(jí)繞組圈數(shù)NS（可能需要經(jīng)過迭代的過程） 25■步驟16_計(jì)算次級(jí)繞組圈數(shù)NS以及偏置繞組圈數(shù)NB 26■步驟17_確定初級(jí)繞組線徑參數(shù)OD、DIA、AWG 26■步驟18_步驟23檢查BM、CMA以及Lg。如有必要，減小限流點(diǎn)降低因數(shù)KI 27■步驟25 –計(jì)算次級(jí)峰值電流ISP 27■步驟26 –計(jì)算次級(jí)RMS電流ISRMS 27■步驟27 –確定次級(jí)繞組線徑參數(shù)ODS、DIAS、AWGS 28■步驟28 –確定輸出電容的紋波電流IRIPPLE 28■步驟29 –確定次級(jí)及偏置繞組的最大峰值反向電壓PIVS,PIVB 28■步驟30 –參照表8，基于VOR及輸出類型選擇初級(jí)鉗位電路中使用的鉗位穩(wěn)壓管以及阻斷二極管 29■步驟31 –根據(jù)表9選擇輸出整流管 29■步驟32 –輸出電容的選擇 29■步驟33 –后級(jí)濾波器電感L和電容C的選擇 30■步驟34 –從表10選擇偏置繞組的整流管 30■步驟35 –偏置繞組電容的選擇 30■步驟36 –控制極引腳電容及串聯(lián)電阻的選擇 30■步驟37 –根據(jù)圖5及6中所示的參考反饋電路的類型，選用相應(yīng)的反饋電路元件 31■步驟38 –環(huán)路動(dòng)態(tài)補(bǔ)償設(shè)計(jì) 32■系統(tǒng)應(yīng)用需求交流輸入最小電壓：VACMIN，單位V交流輸入最大電壓：VACMAX，單位V交流輸入電壓頻率：FL，單位HZ開關(guān)頻率：FS，單位KHZ輸出電壓：Vo，單位V輸出電流：IO，單位A電源效率：η負(fù)載調(diào)整率：SI損耗分配因子：Z空載功率損耗：P_NO_LOAD，單位MW輸出紋波電壓：VRIPPLE，單位MV■步驟1_確定應(yīng)用需求●交流輸入最小電壓：VACMIN●交流輸入最大電壓：VACMAX輸入（VAC ）VACMIN（V）VACMAX（V）寬電壓范圍85265230或115倍壓整流195265自定義自定義自定義●交流輸入電壓頻率：FL50HZ或者60HZ，詳見世界電網(wǎng)頻率表。例TOP246Y開關(guān)頻率頻率為66KHZ/132KHZ, 本例設(shè)計(jì)取132KHZ●輸出電壓：VO，本例設(shè)計(jì)取32V●輸出電流：IO，●電源效率：η低電壓（5V以下）輸出時(shí)，效率可取75%；中等電壓（5V到12V之間）輸出時(shí)，可選80%；高壓（12V以上）輸出時(shí)，效率可取85%；可參考MOSFET芯片廠商數(shù)據(jù)手冊(cè)建議，如果沒有更好的參考依據(jù)，可以使用80%本例設(shè)計(jì)取85%●負(fù)載調(diào)整率：SI 參考產(chǎn)品規(guī)格書，TOP246Y提供4重負(fù)載調(diào)整率：177。%，177。% 本例取177。如果Z = 0，說明所有損耗都在初級(jí)側(cè)。●空載功率損耗：P_NO_LOAD，可參考MOSFET芯片廠商數(shù)據(jù)手冊(cè)建議，本例取520MW●輸出紋波電壓：VRIPPLE，小于200MV■步驟2_根據(jù)應(yīng)用需求選擇反饋電路和偏置電壓VB 以TOP246Y為例：■步驟3_確定最小和最大直流輸入電壓VMIN和VMAX，并基于輸入電壓和PO選擇輸入存儲(chǔ)電容CIN的容量、選擇輸入存儲(chǔ)電容CIN的容量 ⑴輸入濾波電容器容量的選擇（簡(jiǎn)單估算）為降低整流濾波器的輸出紋波，輸入濾波電容器的容量CI必須選的合適。15％)時(shí)，應(yīng)取k=1μF／W。⑵輸入濾波電容器容量的選擇（準(zhǔn)確計(jì)算）準(zhǔn)確計(jì)算輸入濾波電容器容量的方法輸入濾波電容的容量是開關(guān)電源的一個(gè)重要參數(shù)。但CI值取得過高，會(huì)增加電容器成本，而且對(duì)于提高UImin值和降低脈動(dòng)電壓的效果并不明顯。一般設(shè)計(jì)時(shí)，設(shè)定橋式整流管連續(xù)導(dǎo)通時(shí)間tc = 3ms，則放電時(shí)間為7ms；、確定最小和最大直流輸入電壓VMIN和VMAX考慮到鋁電解電容 20%的容量誤差和容量會(huì)隨著時(shí)間推移逐漸減少，根據(jù)上面計(jì)算再綜合考慮選擇合適的電容容量后，就可以確定最小和最大直流輸入電壓VMIN和VMAX了?！裼?jì)算最大直流輸入電壓VMAX = 2 * VACMAX■步驟4_輸入整流橋的選擇50HZ交流電壓經(jīng)過全波整流后變成脈動(dòng)直流電壓u1，再通過輸入濾波電容得到直流高壓U1。50HZ交流電的半周期時(shí)間為10ms，整流橋的導(dǎo)通時(shí)間tc≈3ms，其導(dǎo)通角僅為54度（導(dǎo)通范圍是35度~90度）。橋式整流濾波電路的原理如圖1(a)所示，整流濾波電壓及整流電流的波形分別如圖1(b)和1(c)所示。整流橋的反向擊穿電壓UBR應(yīng)滿足下式要求： UBR≥*2 *umax （1） 舉例說明，當(dāng)交流輸入電壓范圍是85~132V時(shí)，umax=132V，由式（1）計(jì)算出UBR=,可選耐壓400V的成品整流橋。譬如可選1N4007(1A/1000V)、1N5408(3A/1000V)型塑封整流管。 選擇平均整流電流IAVG。由于整流橋?qū)嶋H通過的不是正弦波電流，而是窄脈沖電流，因此整流橋的平均整流電流IdIRMS,一般可按Id=（~）IRMS來計(jì)算IAVG值。將Po=15W、η=80％、umin=85V、cosψ=0．7一并代入(2)式得到，IRMS=0．32A，進(jìn)而求出Id=0．65IRMS=0．21A。 方法二：●VR≥*2*VACMAX。