【正文】 93% 4)177。 電壓輸出端 12V電壓由 R925和 R926分壓后輸入 TL431的 REF端，其中 R925的阻值為 ， R926的阻值為 。輸出端電 壓下降；同理，當(dāng)輸出端電壓降低時， TL431內(nèi)部比較器的輸出低電平從而使 NPN管截止 ，從而 使得流過光電耦合器的發(fā)光二極管的電流減小， 可使 SG6841 PIN2 FB端 電壓升高，于是 PIN6 Gate端的輸出脈沖占空比變大 ，輸出電壓上升。 IC902即光電耦合器的 2腳電位隨著降低，顯然這種變化勢必會使得流過光電耦合器的發(fā)光二極管的電流有所增大。該比較器的同相輸入端接外部控制電壓，比較器的輸出用于驅(qū)動一個 NPN的晶體管，使晶體管導(dǎo)通，電流就可以從 Cathode端流向 Anode。其內(nèi)部有一個電壓比較器，該電壓比較器的反相輸入端接內(nèi)部基準(zhǔn)電壓177。 在介紹該電路之前，先介紹一下 TL431（ IC903）。該電路主要通過光電耦合器（ IC902）和精確電位調(diào)節(jié)器（ IC903）將輸出端電壓反饋回 SG 6841 PIN2 FB端。除此以外，還可外加一些 DC－ DC轉(zhuǎn)換電路來將 12V的輸出電壓轉(zhuǎn)換為 5V等其它需要的直流電壓。 由于整流二極管 D9 D911功耗較大，為防止它們被在高溫條件下連續(xù)工作積累的熱量燒毀或工作異常，需加一散熱片。在整流二極管上并接一 RC（ R91 R9 C913）回路，可吸收上述干擾。這樣可使整流達到較佳的效果。依據(jù)上述的要求，采用了兩個同樣的二極管集成塊。當(dāng) U0＞ 8V時，一般選用快速恢復(fù)二極管整流，它的反向耐壓可達到數(shù)百伏。在低電壓、大電流輸出的開關(guān)電源中整流二極管的功耗是其主要功耗之一。因為整流二極管 D存在著反向恢復(fù)時間，在導(dǎo)通瞬間會引起較大的尖峰電流，它不僅增加了 D本身的功耗，而且使開關(guān)管流過過大的浪涌電流，增加了開通瞬間的功耗。 由于開關(guān)功率管 Q901功耗較大，為防止它們被在高溫條件下連續(xù)工作積累的熱量燒毀或工作異常，需加一散熱片。輸入電壓為 AC 90V/60Hz時占空比為 %，而 264V/50Hz時的占空比%，可見輸入電壓小時開關(guān)管的導(dǎo)通時間小，從而變壓器次級輸出電壓占空比更大。 圖 32 SG6841 Pin8 Gate輸出波形（ Input AC 90V/60Hz） 圖 33 SG6841Pin8 Gate輸出波形（ Input AC 264V/50Hz） 圖 34 Q901 D極波形（ Input AC 264V/90Hz） 圖 32和圖 33分別為輸入電壓為 AC 90V/60Hz和 264V/50Hz時的 Gate端輸出PWM脈沖的波形。因此取 C906的值為 152pF，它的耐壓值為 1KV。在開關(guān)管關(guān)斷的瞬間，電感上的電流通過 D901向 C906充電；為了確保在開關(guān)管截止期間，不能因為C906的充電而減小鐵芯向負載釋放的能量，即充電時間應(yīng)小于 Toff；另外，為了避免在開關(guān)管在關(guān)斷的過程中工作在高電壓大電流區(qū)，充電時間應(yīng)大于或等于 Toff。 直流變換電路及工作過程 R 9051M _1/ 4WR 917J U M PE RC 906152P / 1K VR 903100K _2WSG6841 6R 91820K _1/ 4WSG6841 8R 90810_1/ 4WD 902PS 102RC 912N . COOOT 901PQ 26/ 22. 5193547. 87. 810. 11R 9190. 27_2WQ9032S K2 996D 901F R 107R 9041M _1/ 4W+C 90710U F / 25VF B9 01D I P圖 31直流變換電路 由于在開關(guān)管關(guān)斷時，初級線圈還有電流，因此為防止隨開關(guān)啟 閉所發(fā)生的電壓浪涌，可采用 RC或 LC緩沖器。當(dāng) SG6841的 Gate端輸出 PWM控制脈沖，控制 Q903做開關(guān)狀態(tài)。因此，這類變換器又稱為逆變整流型變換器。 圖 213 待機模式功率開關(guān)管 D極的電壓波形 Q9022N 39 06D 90 2PS1 02 RR 92 21KC 91 20. 1U FR 91 54. 7KC 91 0NCGNDR 91 947 _1 / 2W _MR 90 51M (12 06 )1 2 V o u tD 91 0M OSPEC 20 10 0C 90 9NCGND12VR 90 71M (12 06 )OOOT 90 1PQ2 6/ 22 . 54126732811C N 9 0 276521348910D 91 1M OSPEC 20 10 0GNDL90373 L2 53 91 L1 2+ C 90 515 0u F / 40 0VI C 90 3H T L4 31R 90 21M (12 06 )+C 91 422 00 U F / 16 VC 91 10. 1u F / 50 VR 91 124 KFR 91 84. 7KR 92 047 _1 / 2W _MR 91 7100R 92 69. 31 KFC 91 310 2P_ 50 0V12VC 91 9NCC 90 3 0. 1u F / 27 5VR 91 220K12V+C 91 522 00 U F / 16 VD 90 31N 41 48 / SM DC 90 110 00 PF / 25 0VF 90 25A/ 24 V/ 12 06R 92 124 0(1 20 6)R 90 310 0K_ 2WF 90 12. 5A/ 25 0VR 92 51KR 90 83R 3/ 12 06C 90 210 00 PF / 25 0VL90173 L1 74 29 LS1 42 35VZ D 90 1R LZ 20 BR 90 61M (12 06 )R 91 64. 7K C 91 80. 1U FN R 90 161 L5 80 50 W TC 92 147 00 PF / 25 0VF B90 2BEADR 92 41KF B90 1BEAD+C 91 647 0U F / 16 VQ9032N 39 04TO INVER TER+C 92 010 00 U F / 16 VR 92 72. 43 KFC 90 4 0. 47 uF / 27 5VL90273 L1 74 311 42 3R 92 30C 90 615 2P/ 1KVC 91 70. 1U FR 90 910 (12 06 )5 V o u tON / OF F5VR 90 41M (12 06 )AD J80LL17T 5R 91 320KR 91 40. 3_ 2WD 90 1F R 10 7TO AUDIOC 90 80. 1U FR 91 00R 90 11M (12 06 )C N 90 1123+C 90 722 U F / 50 VZ D 90 2R LZ 12 BQ9012SK 29 96132SG6841I C 90 1SG6 84 1134725 68I C 90 2PC 12 3F Y 2 4P1243+BD 90 1GBU 40 52134ADAPTER SECTION DC/DC變換器用于開關(guān)電源時，很多情況下要求輸入與輸出間進行電隔離，這時必須采用變壓器進行隔離，稱為隔離變換器。另一方面，開關(guān)電源中的變壓器、電抗器等磁性元件及電容元件的損耗，也隨頻率的提高而增加。如圖所示即為待機時功率開關(guān)管 D極的電壓波形。如圖所示即為待機時功率開關(guān)管 D極的電壓波形。 待機工作模式 SG6841具有 Green Function，支持 Blue Angel模式。當(dāng)這個壓降有 Q902導(dǎo)通，拉低 Q901的基極電位，使Q901也導(dǎo)通，這樣 SG6841 Pin5通過 D90 Q903直接接地，使 SG6841迅速關(guān)斷脈沖輸出。當(dāng)電網(wǎng)電壓升高超過最大值時，自饋線圈輸出的電壓也將升高。同時我們可以利用 SG6841的該功能實現(xiàn)電源的高壓保護。 SG6841的 Pin5 RT端恒定輸出一電流 IRT： IRT＝ 2（ ） RT端可串聯(lián)一負溫度系數(shù)的熱敏電阻（ NTCR）接地， RNTC隨溫度上升而降低，這時當(dāng)IRTRNTC。在電路中，將 Pin3 通過兩個 1MΩ的電阻接至 PFC級的 DC輸出端，便可在 AC輸入 90V～ 264V的范圍內(nèi)實現(xiàn) SG6841的有效啟動?？梢姡?FB端電壓越高， Q非端脈沖越窄，同時 Gate端輸出脈寬也越窄（占空比減?。?FB端電壓越低， Q非端脈沖越寬，同時 Gate端輸出脈寬也越寬（占空比增大），從而實現(xiàn) PWM控制，使輸出電壓穩(wěn)定。 當(dāng) SG6841正常工作時，其內(nèi)部振蕩器產(chǎn)生振蕩信號，此信號一路直接加到圖騰柱電路的輸入端，另一路加到 PWM脈寬調(diào)制 RS觸發(fā)器的 S端， RS型 PWM脈寬調(diào)制器的 R端接電流檢測比較器輸出端。良好的 PCB布線和避免元件管腳太長也有利于減少噪聲。 在 SG6841的 Sense端產(chǎn)生的噪聲會引起 PWM輸出脈沖的不穩(wěn)定。由此可得 Ipk（ max）＝ ，改變 Rs值即可改變其最大的輸出功率。 當(dāng)負載短路或其它原因引起功率管電流增加，并使取樣電阻 Rs上的電壓升高。因此最大峰值開關(guān)電流為： Ipk（ max） = / Rs當(dāng)輸入電壓很大時，取樣電流將非常小，這時可通過高壓補償回路來調(diào)節(jié)。 當(dāng)電源輸出過載或者如果輸出電壓取樣丟失時，異常的工作條件將出現(xiàn)。通