【正文】 0. 5187 0. 9399 1. 0796 1. 8884 2. 9226 25C M 線纜的插損 ( d B ) 0 0. 5698 0. 5266 0. 4238 0. 6952 0. 5266 由表格 3 2 可見(jiàn)，當(dāng)線纜長(zhǎng)度由 1M 減小到 25C M 時(shí)，高頻時(shí)插損明顯的減小了。 ? 由于 λ=C/f； C=*108m， f最大取到 30MHz,所以 λ為 10m， λ/4 就為。在低頻時(shí)，或者說(shuō)當(dāng)波長(zhǎng)遠(yuǎn)大于線長(zhǎng)時(shí)，這些分布參數(shù)對(duì)線上傳輸?shù)碾娏鳌㈦妷旱挠绊懞苄?。如進(jìn)行平衡度實(shí)驗(yàn)，此時(shí)隨頻率的增大有移相現(xiàn)象出現(xiàn)，最后可移相至反相。 ? （ 1）測(cè)試線路： S GT 形 頭0 度s p l i t t e rD S O 2 9 0 2156計(jì) 算 機(jī)圖 310 電纜長(zhǎng)為 1m時(shí) 0度 splitter 5號(hào)端差損測(cè)試線路 （ 2 ）測(cè)量數(shù)據(jù)： 表 3 1 電纜長(zhǎng)為 1m 時(shí) 0 度 s p li tt e r 5 號(hào)端差損 頻率 ( H z ) 10K 1M 3M 6M 9M 12M A 1 ( m V ) 880 4640 4320 664 616 372 A 2 ( m V ) 640 328 3240 644 576 448 20 l o g ( A1/ A 2) ( d B) 2. 76 61 3. 0129 2. 4988 0. 2625 0. 5832 1. 6147 頻率 ( H z ) 15M 18M 21M 24M 27M 30M A 1 ( m V ) 264 188 392 496 596 508 A 2 ( m V ) 464 504 584 416 352 172 20 l o g ( A1/ A 2) ( d B) 4. 8983 8. 5655 3. 4625 1. 5278 4. 5741 9. 4067 ? （ 3）性能特性曲線： 圖 311 電纜長(zhǎng)為 1m時(shí) 0度 splitter 5號(hào)端差損特性曲線 ? （ 4）結(jié)果分析： ? 由測(cè)量數(shù)據(jù)和性能曲線可以看出：在 f=10MHz以上時(shí)， 0度 splitter5號(hào)端插入損耗特性由 ，但是在 f在 1521MHz之間插損為正值，最大值可達(dá) （ f=18M）， 20M后又開(kāi)始衰減，在24M以后，插損為負(fù)值，最大值可達(dá) 。 ? Ⅰ 、元器件的測(cè)試 ? 在對(duì)分離網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行測(cè)試之前，我們必須對(duì)所用到的元器件進(jìn)行測(cè)試，這樣在對(duì)四種網(wǎng)絡(luò)的特性進(jìn)行分析時(shí)，就可以排除元器件的干擾，而單純是網(wǎng)絡(luò)本身的問(wèn)題。理想情況下這種抑制比應(yīng)當(dāng)是 0。理想情況下這種抑制比應(yīng)當(dāng)是 0。理想情況下這種抑制比應(yīng)當(dāng)是負(fù)無(wú)窮大。當(dāng)然，測(cè)量結(jié)果通常因?yàn)樵肼暥尸F(xiàn)出不是理想的結(jié)果。 ? （一）差模抑制比（ DMRR） ? 將差模 DM信號(hào)作為輸入信號(hào)，測(cè)量網(wǎng)絡(luò)輸出端的共模信號(hào) CM。 ? CMRR/DMRR：當(dāng) V2與 V1為不同模態(tài)的電壓時(shí)， S21的值就為抑制比。（ insertion loss, 簡(jiǎn)稱(chēng) IL； rejection ration，簡(jiǎn)稱(chēng)RR） ? 定義函數(shù)： S21 = 20log ( V2 / V1 ) (dB) ? CMIL/DMIL：當(dāng) V2與 V1為同一模態(tài)的電壓時(shí)， S21的值就為插入損耗。 0/180度 splitter用以取得所需的共?；虿钅］斎胄盘?hào)，虛擬儀器 DSO2902具有雙通道數(shù)據(jù)采集功能，可用于采集、測(cè)試、分析和輸出測(cè)量數(shù)據(jù)，以代替頻譜分析儀及 TG掃頻源，該方案大幅降低了測(cè)試成本，但測(cè)量精度有所下降。 ? 實(shí)驗(yàn)裝置方案 2如圖 39所示 S GT 形 頭0 / 1 8 0 度s p l i t t e r計(jì) 算 機(jī)D S O 2 9 0 2 波 形分 析 儀C M / D MD NC M / D M s i g n a l i n p u t圖 39 實(shí)驗(yàn)裝置方案 2示意圖 ? 在低頻段，我們使用 SP1641B型函數(shù)信號(hào)發(fā)生器，它的頻率范圍為1— 3MHz；在高頻段，我們使用 SG4162AD,它的頻率范圍為100KHz— 150MHz。但總體上該方法已經(jīng)使干擾信號(hào)分離功能得到加強(qiáng)，并使后續(xù)的傳導(dǎo)性 EMI智能化處理成為可能。 ? 雖然該方法實(shí)現(xiàn)了軟分離，但事實(shí)上由于算法中需要事先知道其中一個(gè)單模信號(hào)作為輸入量，因此仍需要使用單模硬件分離網(wǎng)絡(luò)做支撐(如圖 37)，所以這只能稱(chēng)為半模態(tài)軟分離技術(shù) (semi softwarebased mode separation work)而并非完整的軟分離方法。 P o w e r C o m b i n e rS P E C T R U MA N A L Y Z E R圖 36 Guo 分離網(wǎng)絡(luò) ? 基于算法的模態(tài)軟分離方法 ? 另一方面與硬分離技術(shù)相比，借助數(shù)值計(jì)算功能來(lái)實(shí)現(xiàn)模態(tài)信號(hào)軟分離的技術(shù)近來(lái)亦有報(bào)道。 LNL I S N0ABT o E U TC M + D MC M D MC M5 00 186。盡管采用功率混合器可以使干擾模態(tài)信號(hào)的分離性能得到很大改善，尤其在高頻條件下更是如此，但其制造成本卻增加不少，功率混合器通常價(jià)格昂貴，所以影響其推廣使用。雖然功率混合器在制造過(guò)程中類(lèi)似一個(gè)寬帶變壓器，但其可以在 10K30 MHz范圍內(nèi)維持更高的精度。 ? ④與變壓器方案不同的是，其后美國(guó) Guo又提出了采用 0度 /180度biner取代變壓器作分離網(wǎng)絡(luò)如圖 36所示，分別用 0度和 180度的biner實(shí)現(xiàn) CM和 DM的模態(tài)分離和輸出。因此，如何提高器件性能以及改進(jìn)網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)減少分布參數(shù)的影響仍然是一個(gè)值得研究的方向。該場(chǎng)合 要求其帶寬滿(mǎn)足傳導(dǎo) E M I 的頻率范圍 （ 10 K 30 M H z ）。 圖 35 Mardiguian 分離網(wǎng)絡(luò) ? ? ? ?D M CM D M CM D MV V +V V V12?? ???? （ 3 3 ） ? ? ? ?C M C M D M C M D MV V + V V V12?? ???? （ 3 4 ） M a r d igui a n 的 分離網(wǎng)絡(luò) 在 理論上，變壓器副邊耦合得到的電壓為差模電壓VDM= ( VL VN) /2 ， 但由于原副邊分布電容 C12的存在，在高頻時(shí)，變壓器不能全部隔離掉共模噪聲，部分共模噪聲信號(hào)也傳遞到差模輸出端，使得VDM≠(VL VN) /2 嚴(yán)重影響共模 / 差模 抑制比 C M R R /DM R R 。但是考慮到 很小，這個(gè)影響可以忽略。為了使該網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗 Rin與 LISN網(wǎng)絡(luò) 50Ω的阻抗相匹配， Rin應(yīng)當(dāng)為50Ω，所以 R1與 R2的值應(yīng)當(dāng)分別為 100Ω。 See分離網(wǎng)絡(luò)如圖 34所示，兩個(gè)寬帶射頻變壓器相連且副邊線圈帶中心抽頭，兩個(gè)輸出端與 EMI干擾接收機(jī)輸入端相連，分別滿(mǎn)足“相線”和“中線”上的混合模態(tài)信號(hào)的矢量“相加”、“相減”功能，于是共模和差模傳導(dǎo)發(fā)射信號(hào)彼此分離并可以直接在 EMI接收機(jī)上測(cè)量得到。 將開(kāi)關(guān)打到上面時(shí)，為共模抑制網(wǎng)絡(luò)，差模輸出端輸出為： ? ? ? ?O D C M D M C M D M D MV = V + V V V = 2 V ?? 將開(kāi)關(guān)打到下面時(shí)，為差模抑制網(wǎng)絡(luò)，共模輸出端輸出為： ? ? ? ?O C C M D M C M D M C MV = V + V V V = 2 V ?? 其中， VOC為共模分離網(wǎng)絡(luò)的輸出； VOD為差模分離網(wǎng)絡(luò)的輸出。要注意的是，電路的絕對(duì)精確并不重要，這里感興趣的是共模和差模的相對(duì)電壓值。為了和 L I S N 的 50 Ω 阻抗相匹配，輸入之間接入 82Ω 的電阻。 ( V C M V D M )圖 33 Paul 分離網(wǎng)絡(luò) ① 美國(guó) P a u l 首先提出了一種分離網(wǎng)絡(luò)，即采用一個(gè)簡(jiǎn)單的、帶中心抽頭且變比為 1 : 1 的射頻變壓器作為分離網(wǎng)絡(luò)的核心。 ? 二、傳導(dǎo)性電磁干擾（ EMI）噪聲的模態(tài)分離方法分類(lèi) ? 基于器件的模態(tài)硬分離方法 ? 傳導(dǎo)性 EMI噪聲模態(tài)信號(hào)的硬分離方法目前主要采用射頻變壓器和 0度或