【正文】 （226）將式225代入226 可得： （227）將式227取對數(shù)可得： （228）令表示輸出的基波分量功率與三階互調功率的差值。. 三階互調分量示意圖三階互調分量的大小可以用三階互調截點所對應的輸入功率為輸入三階截點（The Third Intercept Point）來衡量。由可得1dB壓縮點的公式： （212）即， .在輸入端同時加入兩個不同頻率的輸入信號時，即： （213）將式213代入式29可得輸出電流表達式： （214）將上式展開，可知輸出電流中出現(xiàn)了新的頻率分量，稱之為互調分量： （215） （216） （217）其中在上述三個式子中，式215所示互調分量稱為二階互調分量[19] Johansson,H,Wanhammar,L . Wave digital filter structures for highspeed narrowband and wideband filtering[J].IEEE Transactions on Circuits and (6):726741.，式216和217所示互調分量稱為三階互調分量。已知信號的平均跨導為，通常來說是小于0的，即平均跨導是隨輸入信號的幅度的增加而減小的，這就是增益壓縮。當輸入信號的幅度較小時，輸出的高次諧波可以忽略。用冪級數(shù)將器件的伏安特性在其工作點處展開時，通常取前三項進行分析。根據輸入信號的大小，一般可以用三種逼近方法來描述非線性器件的特性：第一種方法是用解析函數(shù)[18] Cotter ，黃世亮，吳海云等譯. 無線通信系統(tǒng)設備與系統(tǒng)設計大全[M]. 北京：人民郵電出版社，2004.來描述器件的伏安特性；第二種方法是將器件的伏安特性在其工作點處用冪級數(shù)展開；第三種方法是當輸入信號較大時，用分段折線來描述器件的非線性。在理想情況下，輸出功率隨著輸入功率的增加以增益為倍數(shù)線性變化，但實際上系統(tǒng)不是理想的，只能在一定輸入功率范圍內保持以增益為倍數(shù)線性變化。噪聲基底是指在系統(tǒng)增益足夠的情況下，系統(tǒng)能夠處理的最微弱信號的功率。其中計算靈敏度的公式如下所示： （24）K 為玻爾茲曼常數(shù)，為室溫，B為等效頻帶噪聲帶寬（工程上常用3dB）,D指識別系數(shù)，具體是指基帶所能識別的最小的信噪比信號，為系統(tǒng)級聯(lián)的噪聲系數(shù)。對于既定的解調方式，接收機的靈敏度主要由其噪聲系數(shù)[16] 時玉彬. 軟件無線電技術在高頻地波雷達中的應用研究[D].武漢：武漢大學，2002.決定。接收機正常工作包含兩個方面：輸出信噪比要達到一定的要求；輸出功率要達到一定的要求。 接收機靈敏度 接收機的靈敏度表征的是接收機接收微弱信號的額能力，是衡量模擬前端微弱信號能力的重要指標，定義為在保證一定輸出信噪比的情況下，模擬前端所要求的最小輸入信號功率。因此，選擇位于系統(tǒng)前端的器件時，應盡可能選擇噪聲系數(shù)小的，以保證系統(tǒng)整體的噪聲性能。 =+（）/1000+()/(1000*) =++ =對噪聲系數(shù)取對數(shù)，NF=10lgF==。 級聯(lián)的噪聲系數(shù)的計算插入損耗系數(shù)可以看成器件的負增益值和噪聲系數(shù)，即=8dB，首先，即得到。一般說來，模擬前端是由濾波器、放大器、混頻器等器件級聯(lián)組成的，： 級聯(lián)噪聲系數(shù)級聯(lián)噪聲系數(shù)可表示為： （23）其中，為第n級的噪聲系數(shù)，為第n級的增益。為了確保噪聲系數(shù)的確定性，需要規(guī)定噪聲輸入功率以天線的等效電阻在室溫=290K所產生的為依據標準，因此噪聲系數(shù)由模擬前端本身的參數(shù)所確定。噪聲系數(shù)表征了模擬前端內部噪聲的大小，其值越小越好。噪聲系數(shù)定義為輸入端信噪比與輸出端信噪比的比值，用公式表示為： （21）其中，輸入噪聲功率可以表示為： （22）其中，k為波爾茲曼常數(shù)，單位為K；B為輸入端噪聲帶寬，單位為Hz。噪聲系數(shù)就是一個表征模擬前端內部噪聲大小的物理量。數(shù)字中頻接收機可以簡化模擬前端電路，將數(shù)字電路向射頻電路靠攏，這是未來接收機的一個活躍的研究方向。在數(shù)字中頻接收機的結構中，由于不需要將中頻信號變換為模擬基帶信號，避免了低頻失調和噪聲的影響。(4) 要求A/D變換器有較大的動態(tài)范圍，這是因為接收到的有用信號電平可能因為傳輸路徑的衰落[13] KangYoon Lee,SeungWookLee,Yido 2GHz WCDMA direct conversion transmitter and receiver[J].IEEE Journal of SolidState ,38(1): 4353.和多徑效應[14] Sowlati T,Leenaerts . CMOS selfbiased cascade power amplifier[J].IEEEJournal of SolidState ,38(8):13181324.而變化。(2) I中頻的信號雖然經過了放大，但幅度仍較小，這就要求A/D變換器有較高的分辨率和較小的噪聲。圖中的第一第二個帶通濾波器主要完成頻帶選擇和濾除鏡像頻率。 數(shù)字中頻接收機結構原理圖采用數(shù)字混頻的優(yōu)點是，數(shù)字處理方法可以避免I/Q兩路的不一致。這種接收機稱為數(shù)字中頻接收機。由于混頻器的匹配優(yōu)于RC移相網絡，且容易集成，所以Weaver接收機優(yōu)于Hartley接收機。但RC移相網絡對失配很敏感，鏡像抑制的精度有限，且大的電阻和電容也不易實現(xiàn)片上集成，所以該結很少被使用。 Weaver鏡像抑制接收機結構原理圖Hartley和Weaver接收機都是鏡像接收機。移相器。 ，稱為Weaver結構。二是正交要精確，即兩路的本振信號要精確地相差90176。 這種結構的接收機要真正做到抑制鏡像干擾的關鍵在于兩點。 Hartley 鏡像抑制接收機原理圖在這種結構中，兩路相互正交的本振信號與輸入的射頻信號混頻，再將其中一路相移90176?？紤]到鏡像頻率ωim和信號頻率ωRF分別位于本振頻率ωLO的兩邊，采用某些處理會對它產生不同的影響。 鏡像抑制接收機 超外差式接收機可以通過外接鏡像抑制濾波器來濾除鏡像頻率干擾。因為低中頻接收機有比較好的集成度，能夠克服零中頻結構接收機存在的直流寄生失調和1/f噪聲[11] Gerd Ascheid, Martin Oerder, Johannes Stahl,Heinrich Meyr. An all digitial receiver architecture for bandwidth efficient transmission at high data rates[J].IEEE Transactions on Communications,1989,37(8):804813.的干擾。一方面，為減小接收信號的動態(tài)范圍，中頻的頻率是越低越好，另一方面，為了盡量降低直流失調、l/f噪聲干擾，中頻需要高一些，所以在兩者間需要權衡(采取預濾波)。在不需要有額外的校正電路情況下，176。在采用適用的校正算法上，可以利用GramSchemits重正交算法；還有導頻校正幅度和相位失配算法[10] Andrew. J. Viterbi, Audrey M. Veterb. Nonlinear estimation of PSKModulated carrier phase with application to burst digial transmission[J].IEEE Transactions on Information Theory,1983,29(4):43551.等。但是對于低中頻結構接收機而言，鏡像信號有可能較有用的信號在能量上會高很多，需要較大的鏡像的抑制和兩路正交信號的精確的匹配，因此這就是該結構它的缺點。但是，下變頻以后的頻率從基帶變成低中頻，由于中頻較低，鏡像頻率[9] 魏忠偉，高火濤，[J].武漢大學學報（理學版），2004,50（5）：649653.9]離射頻濾波器的中心頻率不遠，所以帶來了鏡像信號抑制困難和雙路信號匹配的問題。它與零中頻結構接收機相比，解決了零中頻結構中存在的直流寄生失調[7] 王磊，[M].北京：電子工業(yè)出版社7]和閃爍噪聲[8] 丁鷺飛，（第三版）[M]西安：西安電子科技大學出版社，2002:49.8]等低頻干擾問題。其工作過程為：天線接收的信號，經射頻帶通濾波器濾波之后進入到低噪聲放大器（LNA）然后再進入正交混頻器，產生兩路同相的正交的輸出信號，這兩路信號在分別經過帶通濾波器后進入A/D轉換器。這時，接收到信號不再直接變頻到基帶，而是變頻到一個較低的中頻。從提高接收機整體集成度、簡化模擬電路的設計、以及減少功耗和節(jié)約成本的角度來出發(fā)，零中頻接收機不失為一種頗佳的選擇。簡而言之，零中頻結構接收機的結構較簡單，對鏡像信號的抑制要求也不高，可以做到有很高的集成度。文獻[1]使用兩級下變頻(也稱為非直接變頻)代替直接下變頻，先將射頻信號下變頻到一個較高的中頻，再直接下變頻到基帶，一方面，由于在第二次下變頻時使用的本振信號頻率低且固定，因而泄漏較小，直流失調相對穩(wěn)定，可以容易地去除；另一方面，混頻器的1/f噪聲也隨之降低。在模擬域上完成消除直流寄生失調的好處是可以降低轉換器的動態(tài)范圍，進而數(shù)字信號處理部分的難度得到降低。此方法既可以在數(shù)字域上完成，也可以在模擬域上實現(xiàn)。因此，交流耦合的方法雖然簡單，但應用卻并不多見。拐點頻率越低時，但是信號的群延時越長。但這樣做帶來許多問題。(4) 通過改進接收機的結構辦法也可以減小直流寄生失調和1/f噪聲。文獻[3] MacEachem L,Manku indirectconversion transceiver architectures using phantom oscillators[J].IEEE Radio and Wireless :223266.3]將ChPoper技術應用于混頻器，通過兩次變頻，將噪聲和信號分離開。其本振信號頻率是射頻載波頻率的1/N，N2個普通混頻器構成一個多相混頻器。(3) 對設計混頻器的研究也可以獲得一些新的思路。(2) 在射頻信號其載波頻率與本振信號一樣時，本振信號經混頻器混頻后產生時變的直流失調信號的影響最大。因此，帶寬可以達到22MHz，對于這種信號，濾除其中的直流分量，雖然損失了一些低頻上的有用信息，但是卻是在可接受的范圍內的。信號的放大、處理主要在基帶進行，對ADC的要求不高，容易實現(xiàn)，降低了設備的復雜度 減小零中頻結構接收機的非理想特性可以有多種方法：（1） 1/f噪聲和直流寄生失調的干擾主要是集中在低頻頻段。接收通路中，混頻之后可以用模擬低通濾波器或數(shù)字濾波器來實現(xiàn)，易于集成。 零中頻系統(tǒng)中信號的頻譜關系特點：中頻為零，就不存在鏡頻干擾。所以要想實現(xiàn)有用信號和鏡像信號的分離，零中頻接收機必須采用兩路正交下變頻結構。偶次諧波失真主要集中在基帶附近頻段，在超外差結構接收機中，信號是下變頻到中頻，消除這一干擾可以通過帶通濾波器實現(xiàn)，但是在零中頻接收機中，偶次諧波失真是有用信號混迭在一起的。然而，該結構雖然大大提高集成度，但同時也帶來了許多問題。首先，沒有中頻，就不需中頻濾波器，因此集成度可以大大提高；其次，由于信號直接下變頻到基帶，選擇信號上可以用低通濾波器來代替帶通濾波器，從而大大簡化濾波器的設計；對于零中頻結構來說，鏡像信號相當于就是接收信號本身，兩者動態(tài)范圍相同，因此大大降低了對鏡像信號抑制的要求；最后，接收機的結構簡單，降低了功耗。零中頻接收機的主要思想是，沒有中頻，將天線接受的信號從射頻直接變換到基帶。 零中頻結構接收機零中頻結構又稱直接變換接收機結構，來自天線的RF信號，經RF帶通濾波器選擇出有用信號后送入LNA放大，然后送入正交混頻器，與可調頻率的兩路本振信號混頻，直接產生正交、同相兩路信號輸出，并分別經低通濾波后送到ADC。總體來說，具有良好選頻特性的濾波器是超外差式接收機結構所必備的條件。 濾波器的中心頻率和帶寬通常是固定的，靈活性差。為了提高接收機的選擇性，使用多個高Q值的帶通濾波器，不便集成，使用的模擬器件較多，電路結構復雜，系統(tǒng)穩(wěn)定性差 。 不足：混頻器的存在，組合干擾頻率較多。在較低的固定中頻上解調或A/D變換比較容易 。 系統(tǒng)中各信號的頻譜關系超外差結構接收機優(yōu)缺點：優(yōu)點：靠中頻濾波器來選擇信道，信道的選擇性指標做得很高 。中頻信號經過高Q值的選擇濾波器、放大器處理后送入第二級變頻器，與固定頻率的兩路正交本振信號混頻、產生同相和正交兩路信號輸出，再經低通濾波器后得到兩路基帶，然后在基帶內完成低通濾波、相位補償、均衡、數(shù)字化等處理工作。然而，由于在該結構中由于需要抑制鏡像信號，就需要使用到高階帶通濾波器，因此難以該結構集成。 超外差式接收機1917年，Armstrong發(fā)明了超外差式接收機結構，因此又被稱為中頻接收機。第六章對論文所取得的成果和不足進行總結以及下一步工作的計劃。第四章中主要是模擬前端的電路實現(xiàn)和電路調試。第三章主要是描述本文所選用的接收機模擬前端結構以及模擬前端的電路設計。，著重分析了寬