【正文】 斷輸出的PWM波，設計中利用該引腳功能以實現(xiàn)保護。圖39電流采集電路 保護電路設計鋰離子蓄電池對充電電壓有著嚴格要求，在充電過程中若有電池電壓超過最大值則電池會發(fā)生過熱，嚴重時甚至會爆炸，因此對鋰電池組設置過壓保護是極有必要的，此外由于充電器功率較大在電網(wǎng)不穩(wěn)定時輸入電壓可能過高或過低以致影響電路正常工作，因此還應設置輸入過欠壓保護電路。然后將這個電流信號送回控制電路，按圖39電路處理。被測電壓與采樣電路輸出的電壓信號之間的關系為540V:。被測電壓與采樣電路輸出的電壓信號之間的關系為380V: 。運算放大器LM324當作電壓跟隨器使用，輸出電壓與輸入電壓同相，利用其輸入阻抗高、輸出阻抗低的特性作為緩沖電路。在此以輸出充電電壓最高來計算采樣電阻，電壓傳感器的額定輸入電流，根據(jù)現(xiàn)實情況，選擇采樣電阻為以使傳感器工作在接近額定狀態(tài)下，則輸入電流和電阻上消耗的功率為： (312) (313)因此在這里使用了4只39K/2W的繞線電阻2并2串。傳感器的次級使用一個采樣電阻，再把電流信號轉換成低電壓信號給檢測電路。為了在主電路與控制電路之間有效隔離，電壓檢測電路由光耦元件構成，電流檢測電路主要由霍爾傳感器構成。輸入側電壓的檢測是為了進行輸入側過欠壓保護。此外M57962的1腳為檢測端，通過檢測1腳上的電壓來判斷IGBT是否過流，當IGBT發(fā)生過流時1腳電壓大于內(nèi)部設定值，M57962發(fā)出關斷信號使IGBT停止工作，同時8腳輸出低電平將故障信號送至控制電路[13]。由此實現(xiàn)了僅用單極性電源供電就可為IGBT提供正負偏壓驅動，簡化了驅動電源。當M57962內(nèi)開關管T1導通、T2關斷時，C1通過TR2給IGBT的G、E間加+15V電壓。,R13輸入至M57962的14與13腳。5)在短路故障發(fā)生時，驅動電路會通過合理的柵極電壓動作進行IGBT保護，并發(fā)出故障信號到控制系統(tǒng)。C4)在IGBT功率電路和控制電路之間提供電氣隔離。(2)在最初開通階段，提供足夠的柵極驅動電流來減少開通損耗和保證IGBT的開通速度。 驅動電路設計在電力電子系統(tǒng)中，設計IGBT的驅動電路和保護電路是應用的關鍵。圖36SG3525外圍電路圖在本設計中變換器的工作頻率設定為20KHz，周期為50us，設定上下橋臂PWM信號之間死區(qū)為5us，則輸出PWM信號的最大導通時間為20us，SG3525輸出的PWM信號頻率由外接電阻、電容決定，且滿足： (311)其中,為輸出的PWM信號最大導通時間此處設為20us，為兩路PWM信號之間的死區(qū)時間此處為5us。此外，SG3525內(nèi)部集成了軟啟動電路，接入端（引腳8）上通常接一個軟啟動電容。電壓環(huán)參數(shù)選?。弘娏鳝h(huán)參數(shù)選?。?PWM波發(fā)生電路設計本設計中的PWM電路是將雙閉環(huán)PI調(diào)節(jié)器給出的控制量變換成對應的頻率一定、脈沖寬度控制量變化的PWM信號，供給M579262以驅動IGBT。其中是檢測電路中與充電電流相對應的檢測電流，電流環(huán)的比例放大系數(shù)為，積分時間常數(shù)為，根據(jù)調(diào)節(jié)器的電阻、和電容計算得出，公式如下： (39) (310)在設計時將電流環(huán)的時間常數(shù)設置的大一些，以使得在橫流階段不易導致電流環(huán)飽和。電壓外環(huán)的比放大系數(shù)為，積分時間常數(shù)為，根據(jù)調(diào)節(jié)器的電阻、和電容計算公式如下： (37) (38)在本設計中由于要實現(xiàn)先恒流再恒壓的充電模式，在充電初始階段電池組虧電的比較嚴重其電壓較低，電池電壓經(jīng)采集電路進入電壓環(huán)，在設計時有意將電壓環(huán)的時間常數(shù)設計的較小，以使得當檢測到的電池電壓小于設定的閥值電壓時電壓環(huán)保和，輸出限幅值，使得此時僅電流環(huán)起作用，此時調(diào)節(jié)圖中電位器RP4即可調(diào)節(jié)輸出電流大小。調(diào)節(jié)器的具體實現(xiàn)由模擬電路搭建而成，具體電路如圖35所示圖35閉環(huán)控制電路圖35中為電壓給定信號，為電流給定信號。此后過程中充電電流不斷減小，當控制器檢測到的充電電流小于設定的停機電流就會發(fā)出關斷信號以停機。充電器在電流調(diào)節(jié)器的作用下恒流充電，充電電壓逐漸上升。圖33充電曲線 閉環(huán)控制圖34雙閉環(huán)PI控制方式框圖控制框圖如圖34所示，在在起始充電階段電壓達不到設定的恒壓值[10]電壓環(huán)輸出飽和。T1時刻，充電壓升值電池電壓限制值時，電過程進入第二階段，即以固定電壓U進行恒壓限流充電。為了避免產(chǎn)生劇烈的化學反應而影響壽命，結合需要的充電速度，所以應對充電電流有一定的限制： (35)式中C為鋰電池組的容量為100AH，=30A。 充電控制策略在本文的設計中，采用了兩階段充電的方法，綜合了恒流充電和恒壓充電的優(yōu)點。增加將減慢消除靜差過程，但可減少超調(diào)，提高穩(wěn)定性[11]。式35的第二項表明，積分常數(shù)越大，積分的累計作用越弱，反之積分作用越強。在調(diào)解過程中，只要偏差存在，積分器的輸出就會不斷增大，直至偏差為零，輸出才可能維持某一常量，使系統(tǒng)在設定值不變的條件下趨于穩(wěn)定。只有當偏差存在時，比例調(diào)節(jié)器才有控制量輸出，因此對于大部分控制對象，單用比例調(diào)節(jié)器會產(chǎn)生靜態(tài)誤差。 模擬PI在模擬系統(tǒng)中PI調(diào)節(jié)器是一種線性調(diào)節(jié)器，其原理如圖32圖32 PI調(diào)節(jié)器原理圖帶入，得 (31) (32) (33)令，,得 (34)該調(diào)節(jié)器中比例調(diào)節(jié)器的作用是對偏差做出瞬間快速反應。但是，與自適應控制、模糊控制等現(xiàn)代控制方法相比PI控制仍在工程中廣泛應用[10]。在經(jīng)典控制理論中，PI控制是最早發(fā)展起來的控制策略之一，它不僅歷史悠久，而且也是生命力最強的控制方式之一。PWM波發(fā)生電路由SG3525構成。控制電路通過電壓電流檢測電路，將采樣電壓電流輸入到雙閉環(huán)PI調(diào)節(jié)器。圖31所示為系統(tǒng)框圖。主電路設計基本結束，接下來下一章主要介紹控制電路的設計工作。選擇好拓撲類型后，文章第二節(jié)設計了符合題目要有的并帶有特色的充電器主電路。 本章小結本章的主要工作是主電路拓撲的選擇和主電路詳細參數(shù)的計算。在實際中為了使隔直電容能夠線性充電可用下式計算： (215)，原副邊匝比為1：為了使耦合電容器充電線性，必須很好的選定諧振頻率，一般按下式選定則帶入計算可得： (216)此外為防止電容在充電過程中產(chǎn)生過高的EMI和提高輸出功率應使電容上的峰值電壓為：電容上的電壓較大，重新選擇隔直電容為則電容上的電壓值 (217)[9]。磁通不平衡是由于變壓器初級的伏秒數(shù)在兩個1/2周期內(nèi)不平衡造成的，當磁芯的磁通逐步遠離磁化曲線原點時，變壓器會進入飽和狀態(tài)，使之無法承受電壓，造成開關管損壞。為最大脈動電流，當輸出電感為1200時，約為3A設計電壓紋波為1%一下，所以，將相關數(shù)據(jù)帶入到（214）式計算可得，.而實際上由于影響輸出電壓脈動的主要原因不是開關頻率造成的脈動，而是有三相不控整流后輸入電壓的300Hz文波造成的，實際中電容采取了由兩個電解電容串聯(lián)的形式，即輸出濾波電容取值為[9]。 輸出濾波電容的設計為了保持輸出電壓恒定需要在輸出加入濾波電容，設計輸出電容主要是限制輸出電壓紋波在一定范圍之內(nèi)。 (212) (213)將相關數(shù)據(jù)帶入到(212)式，可求得。 輸出高頻電感的設計在工程設計中，一般選擇輸出濾波電感電流的脈動為最大輸出電流的10%30%之間，取脈動為最大輸出電流的10%，此電源最大輸出電流為30A，所以。 IGBT的選擇由前面的討論得知變換器原邊電壓最大值考慮到2倍左右的裕量，可以選擇耐壓值為1200V的IGBT模塊。低的鐵芯損耗可以減低溫度，溫升反過來又影響使用頻率和工作密度的選取。副邊繞組匝數(shù)： (210)實際中取為28匝。為波形系數(shù)，為開關工作頻率，這里=20KHz為工作磁通密度，對于鐵基非晶合金，取=，取為323，X=[7]。為變壓器視在功率，即。同時為了在輸入電壓范圍內(nèi)能夠輸出所要求的電壓，變壓器的變比應按輸入電壓最低是來選擇。實際工程中，必須考慮。選用以下經(jīng)驗算法來計算Cin的容量，已知輸入交流電壓的變換范圍為。（2）Cin如果太大，其充電電流脈沖寬度變窄，幅值增高，導致輸入功率因數(shù)降低，EMI增加，過高的輸入電流使得輸入整流管和濾波電容的損耗增加。 輸入整流濾波電路計算圖24主電路輸入濾波電容Cin的選擇是比較關鍵的，（1）Cin如果太小，直流電壓Vin的脈動就會比較大，為了得到所要求的輸出電壓，需要過大的占空比調(diào)節(jié)范圍和過高的控制閉環(huán)增益。當負載電流連續(xù)時，其輸出電壓與輸入電壓之比為： (21)在設計中應取適當?shù)淖儔浩髟边呍驯纫允沟迷谝欢ㄕ伎毡认拗葡碌玫剿璧妮敵鲭妷篬4]。在本設計中三相電經(jīng)整流橋所產(chǎn)生的電壓輸入至全橋變換器，全橋變換器通過直交直變換完成對輸入電壓的變換。全橋變換器所需功率開關器件的電壓、電流額定值較小，功率變壓器效率較高。圖21與圖22瑣事的推挽式與半橋式變換器所用開關管的數(shù)量為全橋變換器的一半，而在實際中由于在功率開關管電壓和電流額定相同時，變換器的輸出功率通常與所用開關管的數(shù)量成正比，故全橋變換器的輸出功率大，所以在中大功率場合下，眾多DC/DC變換器拓撲中，應首選全橋變換器。3） 仿真實驗驗證、實驗結果分析。其具體參數(shù)如下：充電對象：100塊鋰電池串聯(lián)，額定容量100AH，輸入：AC380V輸出：DC380V電壓紋波：恒流值：30A電流紋波：電路拓撲：全橋變換電源功率：論文主要工作：1） 主電路設計以及參數(shù)計算。 論文的主要研究工作本課題是針對電動汽車用鋰電池充電器而進行的研究，設計中采用的充電方式為先恒流再恒壓的兩段式充電方式。圖中輸入電網(wǎng)交流電經(jīng)過整流后，通過高頻逆變，通過感應耦合器傳輸能量，傳到電動汽車輸入端，在經(jīng)過整流環(huán)節(jié)給電動汽車用電池充電[3]。然而感應耦合充電方式就避免了導體裸露在外面的缺點，經(jīng)過高頻變壓器組，通過感應耦合，無接觸傳遞能量。 蓄電池充電標準目前電動汽車主要采取兩種充電方式，接觸式充電和感應式充電，對于這兩種充電方式美國工業(yè)協(xié)會制定了相應的標準，分別為SAEJ1772和SAEJ1773來規(guī)范充電系統(tǒng)制造