【正文】 感電流波形一致，因此，這兩個參數(shù)也就是初級電感峰值電流和有效值電流。而電感中變化的電流與電感平均電流之間有如下關系： 圖34 初級電感電流波形圖如上圖重新給出初級電感電流波形，如果一個周期中開關閉合期間，全部輸入能量存儲在初級電感中，那么輸入功率可以按如下關系求得： （315）由上面三個式子綜合得出初級電感量可以通過如下關系式求得： （316）前面提到過，對于最大輸出功率時對應連續(xù)工作模式的反激式變換器，KRF 取在0 到1之間，而在實際應用中，對于85－265VAC 輸入的應用，KRF － 之間選取，取值越大，電流紋波越大。前面提到，反激式變換器的變壓器可以看做是耦合電感，初級電感量是變壓器最為重要的參數(shù)之一，它直接影響電流紋波和變換器的工作模式。另一方面，開關閉合導通期間，次級輸出二極管承受的反向電壓為初級反射電壓加上輸出電壓，變壓器匝比越大，初級反射電壓越高，二極管承受的反向電壓也就越高。反激式變換器的變壓器實際是一個耦合電感，它傳遞的是電流信號，因此匝比和輸出電壓沒有直接關系，但是匝比會影響初級開關管和次級輸出二極管的電壓電流應力。下文主要進行變壓器的參數(shù)的設計。 略去推導過程，由輸出功率和輸入電壓表達的晶體管工作電流的公式為 （311） ，所以 （312） 由式(312)可以計算得出Ic的大小，如下 （313） 結(jié)合以上兩個選擇晶體管的原則，選擇MOSFET11N60滿足我們的需要。第二個設計準則是必須滿足晶體管在導通時的集電極電流的需求 （39） 式(39)中，IL是變壓器初級繞組的峰值電流而n是變壓器初級與次級間的匝數(shù)比。在實際設計時，這樣它就限制了集電極峰值電壓。所謂占空比指的是晶體管導通的時間與晶體管的一個工作周期(導通時間十截止時間)之比。所使用的開關晶體管必須符合兩個條件，即在晶體管截止時，要能承受集電極尖峰電壓，在晶體管導通時，要能承受集電極的尖峰電流。在確定輸入濾波電容容量后，就可以得到變換器的輸入直流電壓范圍。從上面的計算可以看出，變換器輸入直流電壓的波動正比于輸入功率，反比于輸入電容容量。我們假設一個周期內(nèi)電容的充電時間為Tch，并且規(guī)定充電時間占周期時長的百分比Dch，根據(jù)經(jīng)驗，Dch ，我們得到如下的計算過程： （32） 其中，I 表示電容后接負載的平均電流，在電容上電壓波動不大的情況下我們通過下式估算： （33） 其中Pin 為反激變換器的輸入功率，等于輸出功率與系統(tǒng)效率的比值。對于共模濾波器電感，電感量在幾mH 到幾十mH，一般情況下，功率越大時，共模電感的電感量越小。 共模電感和輸入濾波電容的選取 共模電感和安規(guī)X 電容一起組成了共模濾波器。在實際應用中，為了安全起見，一般選擇最大方向工作電壓為市電最高輸入電壓2 倍的二極管。但是考慮到額定電流更大的二極管發(fā)熱更低，并且在大的輸入濾波電容作用下，流過整流二極管的電流波形為尖脈沖，為了增加二極管的壽命和可靠性，通常選擇額定電流遠大于計算所得到的最大平均電流。 輸入整流部分圖33 整流濾波電路 市電輸入一般為50Hz 或60Hz 的工頻信號，輸入整流二極管一般為高壓PiN 二極管，因此二極管的功耗主要是導通損耗。由于保險絲和熱敏電阻都屬于阻性元件所以選取時根據(jù)有效值電流計算。當輸入端接通電源時，對于沒有PFC 功能的電路，輸入濾波大電容將造成輸入端出現(xiàn)大的浪涌電流，接入NTC 后，由于啟動瞬間NTC 溫度較低，阻值較大，有效抑制了浪涌電流。 反激式變換器的輸入端通常串聯(lián)保險絲盒一個標稱阻值幾歐到幾十歐的負溫度系數(shù)熱敏電阻（NTC），保險絲的作用顯而易見，在電路出現(xiàn)短路或者過流時，為整個電路提供最后一道保護屏障。由于熱敏電阻具有負溫度系數(shù)，隨著電阻的加熱，其電阻值開始下降，如果熱敏電阻選擇得合適，在負載電流達到穩(wěn)定狀態(tài)時，其阻值應該是最小。這樣，由于阻值較大，它就限制了浪涌電流。熱敏電阻技術：這種方法是把NTc(負溫度系數(shù))的熱敏電阻串聯(lián)在交流輸入端或者串聯(lián)在經(jīng)過橋式整流后的直流線上。這種電路結(jié)構(gòu)需要一個觸發(fā)電路，當某些預定的條件滿足后，觸發(fā)電路把雙向可控硅觸發(fā)導通。 電阻—雙向可控硅技術：采用此項浪涌電流限制技術時，將電阻與交流輸入線相串聯(lián)。 通常廣泛采用的措施有兩種，一種方法是利用電阻雙向可控硅并聯(lián)網(wǎng)絡；另一種方法是采用負溫度系數(shù)(NTc)的熱敏電阻。浪涌電流主要是由濾波電容充電引起的，在開關管開始導通的瞬間，電容對交流呈現(xiàn)出很低的阻抗，一般情況下，只是電容的E5R值。(4)性能指標的分析：對電源的轉(zhuǎn)換率，功耗，兼容性等各個性能指標進行分析。要解決開關電源的電磁兼容性問題，可從三個方面入手：第一，減小騷擾源產(chǎn)生的騷擾信號；第二，切斷騷擾信號的傳播途徑；第三，增強受騷擾體的抗騷擾能力。(2)設計反饋控制電路、保護電路、軟啟動控制電路、浪涌吸收電路。 圖31 隔離反激式開關電源的方框圖 設計思路： (1)設計一個整流濾波器和DC/DC變換器之間加入了功率因數(shù)校正電路。采用PWM 的逆變電路可同時解決改善電壓和波形的雙重任務。 PWM 控制器是對逆變電路開關器件的通斷進行控制, 使輸出一系列幅值相等而脈寬不相等的脈沖, 用這些脈沖代替正弦波或所需的波形。因此，常常需要將近電網(wǎng)電壓先經(jīng)過電源變壓器，然后將變換以后的副邊電壓再去整流、濾波和穩(wěn)壓，最后得到所需要的直流電壓幅值。 電網(wǎng)提供的交流電一般為220V（或380V）。它的作用是盡可能地將單向脈動電壓中的脈動成分濾掉，使輸出電壓成為比較平滑的直流電壓。但是，這種單向脈動電壓往往包含著很大的脈動成分，距離理想的直流電壓還差得很遠。輔助電路有輸入過欠壓保護電路、輸出過欠壓保護電路、輸出過流保護電路、輸出短路保護電路等。其主電路主要包括：輸入整流濾波電路，開關元件，變壓器，輸出濾波電路，控制電路等等。通過對各種拓撲電路的分析，結(jié)和一些其他因素，選擇合適的拓撲結(jié)構(gòu)。 輸出電壓與輸入電壓之間的關系： (225) 在VT導通期間，VD2反偏；在VT截止時，VD2正偏，供給負載功率；VT集電極承受的最大電壓值 ；另外電路的利用率不高，一般用在小功率輸出場合。由圖反激波形圖可得： (221) 二極管上的最大反壓為： (222)其中周期和輸入電壓及輸出電壓的關系式為: (223) 從式(223)可知，當Vi、Vo一定時，與Po成反比；當P、Vo一定時，與Vi成反比，屬于脈沖寬度與頻率混合調(diào)制，也是自激型反激式電路的主要特性。在VT截止期間，由于副邊極性翻轉(zhuǎn)式VD2導通，T在VT導通期間所存儲的磁能轉(zhuǎn)成電能而釋放，供給負載。致使副邊兩端電壓使VD2反偏，隨著VT集電極電流增大，R3上的壓降增加，VT的基極電位由于電路中加了穩(wěn)壓二極管VD3而保持不變，故VT基極電流不斷減小，VT開始退出飽和區(qū),并向截止狀態(tài)轉(zhuǎn)換。從實練室現(xiàn)有的材料，我準備采用UC3845芯片，反激式的輸出是5V,正好符合輸出的要求。因為buck變換器是不用變壓器的，是非隔離式的，而且都是針對小功率，只能單方面的升壓或降壓，且不能多路輸出，調(diào)試上不出現(xiàn)問題，如果要再多做一路5V的輸出，那就不考慮buck變換器和boast變換器。這種電阻可以工作于電流模式，也可以工作于電流斷續(xù)模式，而且反激式變換器最常見的工作模式是電流斷續(xù)模式。反激式變換器可以在變壓器副邊有多少個繞組，方便地輸出多組電壓。正激式變換器的變壓器不能存儲能量，因此不像反激式變換器那樣有功率上的限制，變換器只有一個電感，用來平滑輸出電容上的電流，正激式變換器可以做到500W甚至更大，這對MOSFET的要求比較高。如果你需要只有一組輸出且不用隔離的電源，那么boost變換器只需要處理只有一個繞組的電感即可。 Boost電路一個周期時間內(nèi)，開關導通時，電壓加于電感上，電流以某一斜率上升，并將能量儲存在電感中，當開關關斷時，電流講過二極管流向輸出電容和負載。 拓撲結(jié)構(gòu)的對比分析 Buck電路存在著很多限制，變換電路上只有一個電感，沒有變壓器，這就意味著輸入和輸出之間不可能有隔離。 （8）是否能夠同步整流：同步整流不管負載大小如何，都可以是變換器工作于電流連續(xù)模式。 （6）成本高低：對離線式電源來說，也可以用IGBT，否則就考慮MOSTET。 （4）是否需要隔離：考慮電壓的高低，如果需要隔離就需要變壓器。計算合適的占空比，不要使占空比太小或太大。圖24 buckboost電路波形圖 （1）升壓或降壓：輸入電壓總是比輸出電壓高或低嗎，如果不是就不能選擇buck變換器或boost變換器。當在關斷時，Q開始導通，L中電流下降到極小值： (217) (3) 輸入直流電壓U1和輸出直流電壓U2的關系將(217)式代入(215)式可得： (218) (219) (220) 當導通時間小于關斷時間時，d， V2V1，電路屬于降壓式；當導通時間等于關斷時間時，d＝， V2＝V1。 (213) (214)式(214)中是Q導通前流過L的電流。假設儲能電感L足夠大，其時間常數(shù)遠大于開關的周期，流過儲能電感的電流可近似認為是線性的，并設開關管Q及二極管都具有理想的開關特性。此后，又重復上述過程。經(jīng)過ton時間以后，開關管Q受控而截止時，儲能電感L自感電勢的極性變?yōu)樯县撓抡?，二極管D正向偏置而導通，儲能電感L所存儲的磁能通過D向負載 RL釋放，并同時向濾波電容C充電。當開關管Q受控制電路的脈沖信號觸發(fā)而導通時，輸入直流電壓V1全部加于儲能電感L的兩端，感應電勢的極性為上正下負，二極管D反向偏置截止，儲能電感L將電能變換成磁能儲存起來。 buckboost電路圖 23 buckboost電路 buckboost電路的工作原理升降壓斬波電路的原理圖如圖23所示。Buck電路的輸出只有一路，不能用于多路輸出，除非加個第二級的電壓調(diào)節(jié)器，雖然buck電路即可以工作于電流連續(xù)狀態(tài)，又可以工作于電流總是斷續(xù)的。 buck電路的特點 Buck電路只能實現(xiàn)降壓，所以在任何時候，輸出電壓只能比輸入電壓低。由上式可知，輸出電壓越大開關管的占空比D=成正比，所以通過改變開關管的占空比可以控制輸出平均電壓的大小。當控制信號使Q1導通時，電感L1中的電流從最小值增加到最大值，當控制信號使V 截止時，L1中的電流又從最大值下降到。當負載電壓低于電容C兩端的電壓時，C便向負載放電。此時續(xù)流二極管D1因反向偏置而截止。 buck電路圖 22 buck電路 buck電路的工作原理 Buck電路（圖22）即為降壓斬波電路。 boost電路的轉(zhuǎn)換效率比較低，所以電源電壓的利用率比較低，輸出的功率較小。Boost電路能將電壓升高的原因是電感L1儲能之后具有使電壓泵升的作用，而電容C能將輸出電壓保持住。當V1止時，假定L1右端的電感反沖電壓等于輸出電壓V0，則L1上的電壓為，L1中的電流以，而在穩(wěn)態(tài)，導通期間L1中電流的增量應等于關斷期間電流的減量，故有 (22) (23) 由上式可知，當改變占空比D時，就能獲得所需的上升的電壓值。假定開關無損耗，并聯(lián)變換器電路在輸入電壓V1和輸入電流I1，能在較低的輸出電流I1下，輸出較高的電壓。Q1截止時，電感L1上電壓跳變的幅值時與占空比有關的，愈大，L1中峰值電流大，儲存的磁能愈大。當截止時，電感中電流不能突變，它所產(chǎn)生的感應電勢阻止電流減小，感應電勢的極性為下正上負，二極管D1導通，電感中儲存的能量經(jīng)二極管D1，流入電容C1，并供給負載R。當出現(xiàn)過壓現(xiàn)象時，保護電路啟動，將電源輸出端電壓快速短路。 電磁干