【正文】 5 0 0I 4 . 4 3 A1 . 3 5 3 8 0 1 . 1 5 6 4 . 3 ? ? ? 所以d . m in0 . 0 1 3 0 . 0 1 3L 3 . 9 m HI 3 1 4??[1] U 3 8 0 取 4mH。 二、輸入濾波電容的設(shè) 計(jì) 輸入濾波電容的值決定于輸出保持時(shí)間和直流輸入電壓的紋波電壓的大小，且要在計(jì)算流入電容器的紋波電流是否完全達(dá)到電容器的容許值的基礎(chǔ)上進(jìn)設(shè)計(jì)。因此，本采用三相橋式整流，濾波電感和濾波電容組成輸入整流濾波電路。 ③機(jī)殼內(nèi)的其他用電器（照明 燈、信號(hào)燈等）或電磁開關(guān)等應(yīng)從濾端引線接到負(fù)載，21 或?yàn)檫@些干擾源單獨(dú)加裝濾波器。如果交流電源進(jìn)入機(jī)殼波器有較長(zhǎng)的距離，則這段線應(yīng)加以屏蔽。 Lc 為濾波扼流線圈，當(dāng)電源輸入電流流過 Lc時(shí)，所產(chǎn)生的磁場(chǎng)可以互相抵消，相當(dāng)于沒有電感效應(yīng)， Lc對(duì)共模噪聲來說，相當(dāng)于 一個(gè)電感量很大的電感，故它能有效地抑制共模傳導(dǎo)噪聲，電容 Cy 對(duì)共模噪聲起旁路作用， Cx對(duì)共模噪聲起抑制作用， R為 Cx 的放電電容，其特性如下： ①濾波器采用新型軟磁材料。 二、 EMI濾波器在本系統(tǒng)中，為了抑制交流電網(wǎng)和電源之間的相互干擾，在交流電網(wǎng)和電源輸入端之間 加上 EMI（電磁干擾）濾波器，一方面，加上 EMI 濾波器后，可以消除來自電網(wǎng)的各種干擾對(duì)系統(tǒng)的影響，如電動(dòng)機(jī)的啟動(dòng)，電器開關(guān)的合閘和關(guān)斷，雷擊等產(chǎn)生的尖峰干擾；另一方面，該濾波器也可以防止系統(tǒng)產(chǎn)生的高頻噪聲向電網(wǎng)擴(kuò)散而污染電網(wǎng)。 電源中的噪聲，按傳導(dǎo)與輻射兩種方式傳播，按對(duì)負(fù)載的影響，可分為共模噪聲、差模噪聲和輻射噪聲。有些噪聲來自設(shè)備外部，如大負(fù)荷用電設(shè)備起動(dòng)造成電網(wǎng)電壓瞬時(shí)跌落、工頻波形失真等。 EA/Vpp：片外程序存儲(chǔ)器選用端。 RST/Vpd：復(fù)位端。 4．控制引腳 ALE/PROG：地址鎖存有效信號(hào)輸出端。 ： 8位雙向 I/O口。在訪問外部存儲(chǔ)器時(shí)，輸出高 8位地址。對(duì) EPROM編程時(shí)，用于接受低 8位地址。在對(duì)內(nèi)部 EPROM編程時(shí)，用于數(shù)據(jù)的輸入和輸出。 3．輸入 /輸出引腳 ：雙向三態(tài) I/O口。 XTAL2：片內(nèi)反相放大器輸出端。在單片機(jī)內(nèi)部，它是構(gòu)成片內(nèi)振蕩器的反相放大器的輸入端。 18 Vss:接地。 AT89C51單片機(jī)芯片有 40個(gè)引腳，是用 CMOS 工藝制造的芯片，采用雙列直插封裝（ DIP）和方形封裝方式。該單片機(jī)不但和MCS51系列單片機(jī)完全兼容，更以其便利的電擦寫功能和低廉的價(jià)格而擁有很高的性能價(jià)格比。該系統(tǒng) CPU采用 AT89C51， SPWM波發(fā)生器采用 SA4828三 相 SPWM波發(fā)生器，這里我們使用其三相輸出波形，驅(qū)動(dòng)隔離電路采用富士公司生產(chǎn)的 EXB841，主電路采用高壓整流模塊和 IGBT 模塊，輸出采樣模塊使用 ADC0809?？紤]到所設(shè)計(jì)的系統(tǒng)為 大功率電源，所以我們?cè)谶@考慮使用 SPWM逆變技術(shù)，圖 31為所設(shè)計(jì)的系統(tǒng)框圖。 單極性 SPWM調(diào)制原理圖如圖 210所示 : 圖 210單極性調(diào)制原理圖 雙極性 SPWM的載波極性隨時(shí)間而正負(fù)變化，和調(diào)制波的極性變化沒有關(guān)系，載波信號(hào)的一個(gè)周期里，同一橋臂的上下兩個(gè)功率管互相切換，在調(diào)制波的半個(gè)周期里始終處于按正弦脈寬調(diào)制規(guī)律互補(bǔ)開關(guān)的工作狀態(tài)。當(dāng)調(diào)制信號(hào)不是正弦波時(shí)，也能得到與調(diào)制信號(hào)等效的 PWM波形。希望輸出的信號(hào)為調(diào)制信號(hào)，把接受調(diào)制的三角波稱為載波。但在實(shí)際應(yīng)用中，人們常采用正弦波與等腰三角波相交的辦法來確定各矩形脈沖的寬度。 從理論上講，在給出了正弦半波頻率、幅值和半個(gè)周期內(nèi)的脈沖數(shù)后，脈沖波形的寬度和間隔便可以準(zhǔn)確計(jì)算出來。逆變器的輸出電壓為 SPWM波形時(shí)，其低次諧波得到很好地抑制和消除，高次諧波又能很容易濾去，從而可得到崎變率極低的正弦波輸出電壓?？梢钥闯?，該 PWM波形的脈沖寬度是按正弦規(guī)律變化，稱為 SPWM波形。 負(fù)載相電壓有效值 UNU 為 2 201 0 . 4 7 12U N U N dU u d t U? ????? 基波幅值 1UNmU 和基波有效值 1UNU 分別為 1 2 0 .6 3 7dU N m dUUU???； 11 0 .4 52U N mU N dUUU?? 15 SPWM 控制技術(shù)及其原理 SPWM控制的基本原理 如圖 29(a)所示，我們將一個(gè)正弦波半波電壓分成 N等分，并把正弦曲線每一等份所包圍的面積都用一個(gè)與其面積相等的等幅矩形脈沖來代替，且矩形脈沖的中點(diǎn)與相應(yīng)正弦等份的中點(diǎn)重合，得到如圖 29(b)所示得脈沖列，這就是 SPWM 波形。 輸出線電壓有效值 UVU 為 2 201 0 . 8 1 62U V U V dU u d t U? ????? 基波幅值 1UVmU 和基波有效值 1UVU 分別為 1 23 1 .1dU V m dUUU???； 11 6 0 . 7 82U V mU V d dUU U U?? ? ? 接下來，我們?cè)賹?duì)負(fù)載相電壓 UNu 進(jìn)行分析。 下面對(duì)三相橋式逆變電路的輸出電壓進(jìn)行定量分析。 UN 39。 VN 39。 NN WN39。UN 39。VN 39。W N 39。 V、 W 兩相的情況和 U 相類似， VNu? 、 WNu? 的波形形狀和 UNu? 相同，只是相位依次差 120176。對(duì)于 U 相輸出來說，當(dāng)橋臂 1 導(dǎo)通時(shí)， 2UN duU? ? ，當(dāng)橋臂 4 導(dǎo)通時(shí)， 2UN duU? ?? 。因?yàn)槊看螕Q流都是在同一相上下兩個(gè)橋臂之間進(jìn)行，因此也被稱為縱向換流。這樣，在任一瞬間，將有三個(gè)橋臂同時(shí)導(dǎo)通。 在圖 27 所示電路中， 電路的直流側(cè)通常只有一個(gè)電容器就可以了，但為了方便分析，畫作串聯(lián)的兩個(gè)電容器并標(biāo)出假想中點(diǎn) N? 。為了給交流側(cè)向直流側(cè)反饋的無(wú)功能量提供通道，逆變橋各臂都并聯(lián)了反饋二極管。而交流側(cè)輸出電流波形和相位因負(fù)載阻抗情況的不同而不同。直流側(cè)電壓基本無(wú)脈動(dòng)，直流回路呈現(xiàn)低阻抗。在本文中，我們主要討論三相電壓型逆變電路的基本構(gòu)成、工作原理和特性，圖 27為其電路。 在上述四種換流方式中，器件換流只適應(yīng)于全控型器件，其余三種方式主要是針對(duì)晶閘管而言。設(shè)置附加的換流電路，由換流電路內(nèi)的電容提供換流電壓，稱為脈沖換流，有時(shí)也稱為強(qiáng)迫換流或電容換流。由負(fù)載提供換流電壓，凡是負(fù)載電流的相位超前電壓的場(chǎng)合，都可實(shí)12 現(xiàn)負(fù)載換流。整流電路的換流方式就是電網(wǎng)換流。 (2)電網(wǎng)換流。 一般來說，換流方式可分為以下幾種： (1)器件換流。全控型器件可以用適當(dāng)?shù)目刂茦O信號(hào)使其關(guān)斷，而半控型晶閘管，必須利用外部條件或采取一定的措施才能使其關(guān)斷。在換流過程中，有的臂從導(dǎo)通到關(guān)斷，有的臂從關(guān)斷到導(dǎo)通。上面是 S1S4均為理想開關(guān)時(shí)的分析，實(shí)際電路的工作過程要復(fù)雜 一些。這時(shí)負(fù)載電流從直流電源負(fù)極流出，經(jīng) S負(fù)載和 S3流回正極，負(fù)載電感中儲(chǔ)存的能量向直流電源反饋，負(fù)載電流逐漸減小，到 2t 時(shí)刻降為零，之后 oi才反向并逐漸增大。在 1t 時(shí)刻斷開 S S4，同時(shí)合上S S3，則 ou 的極性立刻變?yōu)樨?fù)。當(dāng)負(fù)載為阻感時(shí)， oi 相位滯后于 ou ，兩者波形的形狀也不同，圖 25(b)給出的就是阻感負(fù)載時(shí) oi波形。這就是逆變電路的最基本的工作原理。當(dāng)開關(guān) S S4閉合， S S3斷開時(shí)，負(fù)載電壓 ou 為正；當(dāng)開關(guān)S S4斷開， S S3 閉合時(shí)， ou 為負(fù)，其波形如圖 25(b)所示。 ，可分為調(diào)頻式（ PFM）逆變和調(diào)脈寬式（ PWM）逆變 . ，可分為諧振式逆變、定頻硬開關(guān)式逆變和定頻軟開關(guān)式逆變。 ，可分為電壓型逆變和電流型逆變。 ，可分為單端式、推挽 式、半橋式和全橋式逆變。 ，可分為單相逆變、三相逆變和多相逆變。這們學(xué)科是建立在工業(yè)電子技術(shù)、半導(dǎo)體器件技術(shù)、現(xiàn)代控制技術(shù)、現(xiàn)代電力電子技術(shù)、半導(dǎo)體變流技術(shù)、脈寬調(diào)制（ PWM）技術(shù)、磁性材料等學(xué)科基礎(chǔ)之上的一門實(shí)用技術(shù)。與之相對(duì)應(yīng)，把直流電變成交流電的過程叫做逆變，完成逆變功能的電路則稱為逆變電路，而實(shí)現(xiàn)逆變過程的裝置叫做逆變?cè)O(shè)備或逆變器。 (3)過熱保護(hù) 利用溫度傳感器檢測(cè) IGBT的殼溫，當(dāng)超過允許溫度時(shí)主電路跳閘以實(shí)現(xiàn)過熱保護(hù)。但由于IGBT的安全工作區(qū)寬，因此，改變柵極電 阻的大小，可減弱 IGBT對(duì)緩沖電路的要求。這種保護(hù)方案要求保護(hù)電路在 12??s 內(nèi)響應(yīng)。只要檢測(cè)出過流信號(hào)，就在 2us內(nèi)迅速撤除柵極信號(hào)。對(duì)于非正常的短路故障要實(shí)行過流保護(hù)。 IGBT作為一種大功率電力電子器件常用于大電流、高電壓的場(chǎng)合，對(duì)其采取保護(hù)措施，以防器件損壞顯得非常重要。 VDMOS 的通態(tài)壓降隨結(jié)溫升高而顯著增加，而IGBT的通態(tài)壓降在室溫和最高結(jié)溫之間變化很小，具有良好的溫度特性。 (6)與 VDMOS和 GTR 相比， IGBT的耐壓可以做得更高，最大允許電壓 UCEM可達(dá)到4500伏以上。在使用中一般通過選擇適當(dāng)?shù)?UCE和柵極驅(qū)動(dòng) 電阻控制CEdU dt ，避免 IGBT 因 CEdU dt 過高而產(chǎn)生擎住效應(yīng)。 IGBT在開通時(shí)為正向偏置，其安全工作區(qū)稱為正偏安全工作區(qū) FBSOA，如圖 24(a)所示， IGBT的導(dǎo)通時(shí)間越長(zhǎng)，發(fā)熱越嚴(yán)重，安全工作區(qū)越小。另外器件在關(guān)斷時(shí)電壓上升率 CEdU dt 太大也 會(huì)產(chǎn)生擎住效應(yīng)。為此，器件出廠時(shí)必須規(guī)定集電極電流的最大值 CMI ，以及與此相應(yīng)的柵極－發(fā)射極最大電壓 CEMU 。在 IGBT 管中由 GEU 來控制 CI 的大小，當(dāng) CI 大到一定的程度時(shí)， IGBT 中寄生的 NPN和 PNP晶體管 處于飽和狀態(tài)，柵極 G失去對(duì)集電極電流 Ic的控制作用，這叫擎住效應(yīng)。在小電流段的 1/2額定電流以下通態(tài)壓降有負(fù)溫度系數(shù)，因此 IGBT在并聯(lián)使用是具有電流8 自動(dòng)調(diào)節(jié)能力。 (2)IGBT的通態(tài)壓降低。 IGBT的開關(guān)時(shí)間與集電極電流、柵極電阻以及結(jié)溫等參數(shù)有關(guān)。 offT 又可分為關(guān)斷延遲時(shí)間 ()dofft 和電流下降時(shí)間 ft 兩部分。 圖 23 IGBT 的開關(guān)特性 IGBT的關(guān)斷過程是從正向?qū)顟B(tài)轉(zhuǎn)換到正向阻斷狀態(tài)的過程。開通時(shí)間 ont 定義為從驅(qū)動(dòng)電壓 GEU 的脈沖前沿上升到最大值 GEMU 的 10%所對(duì)應(yīng)的時(shí)間起至集電極電流 CI上升到最大值 CMI 的 90％止所對(duì)需要的時(shí)間 . ont 又可分為開通延遲時(shí)間 ()dont 和電流上升時(shí)間 rt 兩部分。 7 的參數(shù)特點(diǎn) (1)IGBT的開關(guān)特性好，開關(guān)速度快，其開關(guān)時(shí)間是同容量 GTR的 1/10。當(dāng) GE GE(TH)UU (開啟電壓，一般為 3－ 6伏 ) 時(shí)， IGBT開通，其輸出電流 CI 與驅(qū)動(dòng)電壓 GEU 基本呈線性關(guān)系。值得注意的是， IGBT 的反向電壓承受能力很差，從曲線中可知，其反向阻斷電壓 BMU 只有幾十伏，因此限制了它在 需要承受高反壓場(chǎng)所的使用。 IGBT 的特性與參數(shù)特點(diǎn) 的伏安特性和轉(zhuǎn)移特性 IGBT的伏安特性如圖 22(a)所示，它反映在一定的柵極－發(fā)射極電壓 GEU 與 cI 的關(guān)系。 導(dǎo)通壓降：電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)使電阻 onR 減小，使通態(tài)壓降減小。 IGBT的驅(qū)動(dòng)原理與功率 MOSFE 基本相同，為場(chǎng)控器件，通斷由柵射極電壓 GEU 決定。為了抑制寄生晶體管的工作， IGBT采用盡量縮小 PNP?? 晶體管的電流放大系數(shù) ? 作為解決閉鎖的措施。通過輸出信號(hào)已不能進(jìn)行控制。若寄生晶體管工作，6 又 變成 P N PN? ? ? 晶閘管。 該電子為 PNP?? 晶體管的少數(shù)載流子，從集電極襯底 P? 層開始注入空穴， 進(jìn)行電導(dǎo)率調(diào)制（雙極工作），所以可以降低集電極－發(fā)射極間飽和電壓。簡(jiǎn)化等效電路表明， IGBT是 GTR 與 MOSFET組成的達(dá)林頓結(jié)構(gòu)，是一個(gè)由MOSFET驅(qū)動(dòng)的厚基區(qū) PNP 晶體管， ffR 為晶體管基區(qū)內(nèi)的調(diào)制電阻。圖 21(a)為 N溝道 VDMOSFET 與 GTR組合的 N溝道 IGBT（ NIGBT）。在電機(jī)控制、中頻電源、各種開關(guān)電源以及其他高速低損耗的中小功率領(lǐng)域， IGBT有取代 GTR和 VDMOS的趨勢(shì)。 IGBT于 1982 年開始研制，1986年投產(chǎn)，是發(fā)展很快而且很有前途的一種混合型器件。 電源技術(shù)發(fā)展到今天，它 融匯了電子、功率集成、自動(dòng)控制、材料、傳感、計(jì)算機(jī)、電磁兼容、熱工等諸多技術(shù)領(lǐng)域的精華，已從多學(xué)科交叉的邊緣學(xué)科成長(zhǎng)為獨(dú)樹一幟的功率電子學(xué)。 源故障保護(hù)能力快由于逆變器工作頻率高、控制速度快，對(duì)保護(hù)信號(hào)反應(yīng)快，從而增加了系統(tǒng)的可靠性。 、控制性能好、電氣性能好。 3)傳統(tǒng)的、采用工頻變壓器的整流式電源設(shè)備的功率因數(shù)一般在 之間，這是因?yàn)槠潆娏髦C波成分和相移角都比較大。變壓器本身的損耗主要包括原、副邊銅耗和鐵芯損耗，鐵芯橫面積和線圈匝數(shù)的大幅度減小也就大大降低了銅耗和鐵耗。而電動(dòng)機(jī)的起動(dòng)、制動(dòng)消耗的能量往往很大，如使用變頻電源來調(diào)節(jié)電動(dòng)機(jī)做功的量，則可節(jié)約很大一部分能量。 ，節(jié)省材料在很多用電設(shè)備中，變壓器和電抗器在很大程度上決定了其體積和重量，如果我們將變壓器繞組中所加電壓的頻率大幅度提高，則變壓器繞組匝數(shù)與有效面積之積就會(huì)明顯減小，變壓器的體積和重量明顯地減小了。采用逆變技術(shù)，可使所設(shè)計(jì)的電源具有許多方面的優(yōu)越性： 率通過控制回路，我們可以控制