【正文】 輸出電壓穩(wěn)定，內(nèi)環(huán)實(shí)現(xiàn)輸入電流整形，使之成為與輸入電壓同相位的標(biāo)準(zhǔn)正弦波。 Boost 型 APFC 的工作原理如下：主電路的輸出電壓與基準(zhǔn)電壓值比較后，輸入給電壓誤差放大器，電壓誤差放大器的輸出和整流后的輸入電壓共同加到乘法器中，乘法器的輸出作為電流反饋控制的基準(zhǔn)值，與檢測(cè)到的輸入電流信號(hào)進(jìn)行比較后，輸入到電流誤差放大器并加到 PWM 及驅(qū)動(dòng)器，來(lái)控制開(kāi)關(guān) S 的通斷，從而使輸入電流 （ 即 電感電流 ） 與整流輸入電壓波形基本同相，使電流諧波大為減少，提高了輸入端功率因數(shù)，同時(shí)保持輸出電壓穩(wěn)定。圖 31所示為一個(gè) Boost有源功率因數(shù)校正器的原理圖。為此， PFC電路必須同時(shí)引入電壓和電流反饋構(gòu)成一個(gè)雙環(huán)控制系統(tǒng)，外環(huán)實(shí)現(xiàn)輸出電壓穩(wěn)定，內(nèi)環(huán)實(shí)現(xiàn)輸入電流整形，使之成為與輸入電壓同相位的標(biāo)準(zhǔn)正弦波。 UC3854是美國(guó) Unitrode公司開(kāi)發(fā)的基于平均電流的 Boost型 APFC控制 IC，具有帶寬高，輸入電流跟蹤能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn) 。 相比較而言，升壓式 APFC 具有功率因數(shù)高，電流波形失真小，輸出電壓高等顯著優(yōu)點(diǎn)，因此，功率因數(shù)校正電路選擇升壓型主電路。峰值電流型控制有一個(gè)低增益、寬頻帶的電流環(huán)，其通常不適于高性能的 APFC，因?yàn)樵谡{(diào)節(jié)信號(hào)和電流之間存在嚴(yán)重誤差，這將產(chǎn)生畸變和低功率因數(shù)；滯環(huán)電流控制由于負(fù)載大小對(duì)開(kāi)關(guān)頻率影響很大，無(wú)法得到體積和重量最小的設(shè)計(jì)；而平均電流型控制則在圍繞升壓功率級(jí)的反饋環(huán)路中用一個(gè)放大器使輸入電流以極小的誤差跟蹤調(diào)節(jié)信號(hào)，達(dá)到高功率因數(shù)，同時(shí)相對(duì)比較容易控制，而且定頻電流控制，穩(wěn)定性高 、失真小，對(duì)于中、大功率開(kāi)關(guān)電源比較適合。 表 21 三種常用 PFC 控制方法 控制方法 檢測(cè)電流 開(kāi)關(guān)頻率 工作模式 對(duì)噪聲 使用拓 撲 注 電流峰值 開(kāi)關(guān)電流 恒定 CCM 敏感 Boost 需斜率補(bǔ)償 電流滯環(huán) 電感電流 變頻 CCM 敏感 Boost 需邏輯補(bǔ)償 平均電流 電感電流 恒定 任意 不敏感 任意 需電流誤放大 本章小結(jié) 本章首先分析了有源功率因數(shù)校正技術(shù)的基本原理，然后在比較 APFC 電路幾種不 同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作模式特點(diǎn)，同時(shí)對(duì) 有源功率因數(shù)校正技術(shù)的 控制策略 作了詳盡的介紹。 圖 27 平均電流控制原理圖 V L 乘法器 + + Vref CA C R S Vi ~ Vo 振蕩器 R S Q 負(fù)載 信號(hào)比較器 東北石油大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 14 圖 28 平均電流法控制時(shí)的電感電流波形 平均電流控制的特點(diǎn)是被控制量是輸入電流的平均值，因此 THD 和 EMI 都很小 ； 對(duì)噪聲不敏感 ； 電感電流的峰值與平均值之間誤差很小 ； 原則上可以檢測(cè)任意拓?fù)?、任意支路的電?； 可以工作在 CCM 或 DCM 模式 ； 并且開(kāi)關(guān)頻率是固定的，適用于大功率的場(chǎng)合，是目前 PFC 中應(yīng)用最多的一種控制方式 。放大后的平均電流誤差與鋸齒波斜坡比較后，給開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)，并決定了其應(yīng)有的占空比，于是電流誤差被迅速而精確地校正。它把輸入整流電壓和輸出電壓誤差放大信號(hào)的乘積作為基準(zhǔn)電流，并且電流環(huán)調(diào)節(jié)輸入電流平均值，使其與輸入整流電壓同 相 位，并接近正弦波形。它的主要缺點(diǎn)是 ： 負(fù)載對(duì)開(kāi)關(guān)頻率影響很大，因此設(shè)計(jì)濾波器時(shí)，要按最低開(kāi)關(guān)頻率考慮 不可能得到體積和重量最小 的設(shè)計(jì)； 滯環(huán)寬度對(duì)開(kāi)關(guān)頻率和系統(tǒng)性能影響很大，需要合理選取 ； 當(dāng)輸入電源電壓近零時(shí)，兩個(gè)基準(zhǔn)信號(hào)的差值很小，由于比較器精度及延遲等因素，容易引起過(guò)零點(diǎn)電流死區(qū)問(wèn)題，這一般需要對(duì)電路加以補(bǔ)償來(lái)解決。電流滯環(huán)的寬帶度決定了電流紋波的大小，它可以是固定值，也可以與瞬時(shí)平均電流成比例。 這種控制模式下，功率管的導(dǎo)通時(shí)間是恒定的，而關(guān)斷時(shí)間是變化的，因此功率管的開(kāi)關(guān)周期是變化的。輸入電壓信號(hào)和輸出電壓的反饋信號(hào)相乘，形成兩個(gè)大小不同的與輸入電壓同頻同相的電流控制參考信號(hào) ， 即 ： 上限基準(zhǔn)電流環(huán)信號(hào)和下限基準(zhǔn)電流環(huán)信號(hào)。 圖 25 滯環(huán)電流控制原理圖 圖 25 是滯環(huán)電流控制 方法 實(shí)現(xiàn) Boost 型 PFC 電路的原理圖和在半個(gè)工頻周下限 負(fù)載 C R VD S Vi ~ Vo L 乘法器 邏輯 控制 上、下限 比較測(cè)量 諧波 補(bǔ)償 誤差 放大 電感電流 基準(zhǔn) 輸入電 壓檢測(cè) 電感電 流檢測(cè) 上限 東北石油大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 12 期內(nèi) ， 功率開(kāi)關(guān)管 S 的控制波形和電感電流波形的示意圖。 峰值電流對(duì)噪聲也很敏感 ；占空比大于 時(shí)產(chǎn)生次 諧波振動(dòng)；需要在比較器輸入加諧波補(bǔ)償 。 峰值電流控制法來(lái)實(shí)現(xiàn) Boost 型 PFC 電路時(shí)的最主要問(wèn)題是 ： 被控制量是電感電流的峰值，因此 并不能保證電感電流即輸入電流平均值和輸入電壓完全成正比，并且在一定條件下會(huì)有相當(dāng)大的誤差，以至無(wú)法滿足 THD 很小的要求 。 峰值電流控制法來(lái)實(shí)現(xiàn) Boost 型 PFC 電路時(shí)的最主要問(wèn)題是 ： 被控制量是電東北石油大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 10 感電流的峰值，因此并不能保證電感電流即輸入電流平均值和輸入電壓完全成正比，并且在一定條件下會(huì)有相當(dāng)大的誤差，以至無(wú)法滿足 THD 很小的要求 ； 峰值電流對(duì)噪聲也很敏感 ；占空比大于 時(shí)產(chǎn)生次諧波振動(dòng)；需要在比較器輸入加諧波補(bǔ)償 。功率管 S 導(dǎo)通，電感 L 充電時(shí)，電感電流的檢測(cè)信號(hào)和基準(zhǔn)電流環(huán)信號(hào)相比較，當(dāng)電感電流上升到基準(zhǔn)信號(hào)值時(shí)，觸發(fā)邏輯控制部分使功率管 S 關(guān)斷，電感開(kāi)始放電，當(dāng)一個(gè)開(kāi)關(guān)周期 T 結(jié)束時(shí)，功率管重新導(dǎo)通。其中功率管的開(kāi)關(guān)周期恒定不變?yōu)?T。 現(xiàn)以 Boost 型 PFC 電路為例來(lái)說(shuō)明這三種控制方法的基本原理 [7][8]，假 設(shè)電路工作模式為 CCM（電感電流連續(xù)模式）。這種工作模式一般適用于大功率、大電流的產(chǎn)品中。 CCM 模式的電感電流連續(xù)，輸入電流紋波和輸出電流紋波小、 EMI 小，濾波器體積小，電流峰值比 DCM 模式要小，器件的應(yīng)力相對(duì)也更小。但是由于變換器工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式下，需要較大的輸入濾波器。 DCM 控制方法的一個(gè)基本特點(diǎn)就是電感能量的完全傳輸，即在每一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，轉(zhuǎn)換電感都必須把從電源中獲得的能量完全轉(zhuǎn) 移到蓄能電容 (輸出電容 )中去。變頻控制方式下電流工作于臨界 DCM 狀態(tài)，集成控制器 UC3852 可實(shí)現(xiàn)上述功能 [11]。該方式下的電流 THD 可控制在 10%以內(nèi)。實(shí)際上， 在半個(gè)工頻周期內(nèi)并不恒定，導(dǎo)致輸入平均電流有一定程度的畸變。電感電流在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的平均值為 .(21) 圖 22 DCM 控制原理圖 式中 為整流后的電壓 ； 為功率開(kāi)關(guān)管 S 的導(dǎo)通時(shí)間； 為二極管 VD的續(xù)流時(shí)間 ； 為開(kāi)關(guān)周期。 1． 恒頻方式 圖 22 給出了 Boost 電路的 DCM 控制原理圖，電壓調(diào)節(jié)器 E/A 的頻帶寬度取 1020Hz，確保穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出占空比在半個(gè)工頻周期內(nèi)保持不變。為了獲得理想的穩(wěn)壓輸出，需要輸出電壓閉環(huán)反饋控制環(huán)節(jié)，開(kāi)關(guān)由輸出電壓誤差信號(hào)控 制。 根據(jù)電路輸入電流檢測(cè)和控制方式， APFC 電路的工作模式可分成兩種：電感電流連續(xù)（ Continue Current Mode,CCM）和電感電流不連續(xù)工作 (Discontinue Current Mode,DCM)兩大類 [5] 。 有源功率因數(shù)校正技術(shù)的工作模式 APFC 電路在通常情況下需要用電壓 電流的雙環(huán)反饋來(lái)控制，這在一定的程度上會(huì)使 PFC 電路顯得較為復(fù)雜。由于升壓斬波電路的穩(wěn)定作用，整流輸出的電 壓是穩(wěn)定的，有利于后級(jí)工作穩(wěn)定，提高控制精度和效率，升壓式 PFC 控制簡(jiǎn)單，適應(yīng)于75～ 2021W 的功率電源，應(yīng)用最為普遍。 升壓式 PFC：整個(gè)電路工作在一個(gè)穩(wěn)定的狀態(tài)，電源的輸入電流始終和電感電流相等，由于輸入電流可以處于連續(xù)狀態(tài)，因此輸入電流的紋波比較小，降低了濾波電路的設(shè)計(jì)要求。 反激式 PFC：輸入 輸出之間隔離，輸出電壓可以任意選擇，屬于簡(jiǎn)單電壓型控制器，適應(yīng)于 100W 以下或更小功率的電源。 這幾種 PFC 電路的特點(diǎn)如下： 降壓式 PFC：電路只能實(shí)現(xiàn)降壓功能，輸入電流不連續(xù)，因此仙子了變換器的轉(zhuǎn)換功率，另一方面輸入電流紋波較大，濾波困難。 其 基 本思想是：交流輸入電壓經(jīng)全波整流后，對(duì)所得的全波整流電壓進(jìn)行DC/DC 變換，通過(guò)適當(dāng)控制使輸入電流波形自動(dòng)跟隨全波整流后的電壓波形，使輸入電流正弦化，同時(shí)保持輸出電壓穩(wěn)定， APFC 電路一般都有兩個(gè)反饋控制環(huán)：內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，使 DC/DC 變換器的輸入電流與全波整流電壓波形相同；外環(huán)為電壓環(huán)，使 DC/DC 變換器輸出穩(wěn) 定的直流電壓。 APFC 電路是在整流器和負(fù)載之間接入一個(gè) DC/DC 開(kāi)關(guān)變化器，應(yīng)用電壓電流反饋技術(shù)，使輸入端電流波形跟隨輸入正弦電壓波形，從而使輸入電流的波形也接近正弦波，達(dá)到提高功率因數(shù)的目的。有源功率因數(shù)校正技術(shù)，雖然控制復(fù)雜，但是其所得的功率因數(shù)高，且由于這種方式采用的是開(kāi)關(guān)電源變換技術(shù)，開(kāi)關(guān)工作頻率高，因此與無(wú)源功率因數(shù)校正相比較，所需要的濾波電容、電感都要小，體積和重量也就小?，F(xiàn)在只有在大功率場(chǎng)合，才會(huì)使用晶閘管。早期，功率半導(dǎo)體技術(shù)尚未成熟，有源功率因數(shù)校正電路，大多借助于晶閘管電路來(lái)實(shí)現(xiàn)。 （ 5）建立 Boost 型 APFC 的仿真模型 ，并比較分析系統(tǒng)在功率因數(shù)校正前后的輸入電壓電流波形和輸出電壓波形的變化，結(jié)果驗(yàn)證本文的方法設(shè)計(jì) Boost 型APFC 電路的各參數(shù)可獲得滿意得效果，說(shuō)明這種設(shè)計(jì)方法的合理性 。 東北石油大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 6 （ 3） 推導(dǎo)理想 Boost 變換器的狀態(tài)方程 ； 建立了 Boost 變換器的 MATLAB數(shù)學(xué) 模型。 （ 2） 在論述有源功率因數(shù)校正基本原理的基礎(chǔ)上，對(duì)有源功率因數(shù)校正器幾種主 電路 拓?fù)溥M(jìn)行分析和比較，并總結(jié)各自的優(yōu)缺點(diǎn) ； 對(duì)有源功率因數(shù)校正電路的控制策略進(jìn)行了詳細(xì)的分類闡述，總結(jié)各自的優(yōu)缺點(diǎn)及適合的應(yīng)用場(chǎng)合。 本文通過(guò)對(duì) APFC 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的仿真研究，并進(jìn)行了控制方法研究，在此基礎(chǔ)上，研究設(shè)計(jì)了一款帶有 Boost 型有源功率因數(shù)校正的高功率因數(shù)開(kāi)關(guān)電源，并通過(guò) MATLAB 對(duì)整體系統(tǒng)的仿真研究得到了證實(shí)。通過(guò)認(rèn)識(shí)得知，在相同的輸入功率下，提高開(kāi)關(guān)電源的輸出功率主要有兩個(gè)途徑 ， 一是提高開(kāi)關(guān)電源的效率，二是提高開(kāi)關(guān)電源的功率因數(shù)。 由于 APFC 技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)正符合開(kāi)關(guān)電源高頻化，綠色化的發(fā)展趨勢(shì)，現(xiàn)在 APFC 技術(shù)已經(jīng)廣泛應(yīng)用于 AC/DC 開(kāi)關(guān)電源，交流不間斷電源 (UPS)及其它電子儀器中。無(wú)源功率因數(shù)校正技術(shù)由于采用大而笨重的電感和電容來(lái)改善輸入功率因數(shù)，致使峰值充電效應(yīng)產(chǎn)生的高次諧波電流輻射出東北石油大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 5 去進(jìn)而污染電網(wǎng)，同時(shí)它的體積很大而且功率因數(shù)卻得不到很好的提高。 圖 11 無(wú)源功率因數(shù)校正電路 (2)有源 PFC 技術(shù) ： 采用有源器件，在 整流部分和負(fù)載之間添加一個(gè) DC/DC變換器，應(yīng)用電流反饋技術(shù)，使輸入端電流波形跟蹤輸入正弦電壓波形，從而使電網(wǎng)輸入端的電流波形逼近正弦波，并與輸入的電網(wǎng)電壓同相位。如圖 11所示，它是通過(guò)大電感 L1 來(lái)展寬輸入電流的導(dǎo)通角，從而實(shí)現(xiàn)提高功率因數(shù)的目的。 功率因數(shù)校正的方法 (l)無(wú)源 PFC 技術(shù) :采用體積龐大的電感和電容來(lái)提高功率因數(shù)，不 過(guò)它很難實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)等于 1，目前還被應(yīng)用到重量體積不受限制的小型設(shè)備。 當(dāng)線性電路且為純電阻性負(fù)載時(shí)， PF＝ γ 另一方面，從能量傳輸?shù)慕嵌葋?lái)講，功率因數(shù)校正技術(shù)就是要使用電設(shè)備的輸入端只能從輸入電網(wǎng)汲取能量。如果整流橋后面沒(méi)有并聯(lián)蓄能電容，而直接是 接上一個(gè)純阻性的負(fù)載，那么很顯然，電壓和電流之間的相位差為零，功率因數(shù)為 1。 ：電網(wǎng)電流有效值 ：基波電流有效值 ：電網(wǎng)電壓有效值 ：基波電流與基波電壓的位移因數(shù) γ 稱為畸變因數(shù)，它表示了基波電流有效值在總的輸入電流有效值中所占的比例 ； 稱為位移因數(shù)，它反映了輸入電流與輸入電壓之間的相位差。 功率因數(shù) 的定義以及 校正方法 功率因數(shù)的定義 功率因數(shù) PF 定義為：功率因數(shù)（ PF）是指交流輸入有功功率（ P）與輸入視在功率（ S）的比值。正因?yàn)槿绱?，世界上許多國(guó)家要求在 其國(guó)內(nèi)新流通的開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)品中增加功率因數(shù)校正這一環(huán)節(jié)。 對(duì)于消費(fèi)者來(lái)說(shuō)，功率因數(shù)校正產(chǎn)生的效益并不是立竿見(jiàn)影的，因此增加成本對(duì)他們來(lái)說(shuō)是一件很難接受的事情。 功率因數(shù)校正技術(shù)作為開(kāi)關(guān)電源中抑制諧波電流和提高功率因數(shù)的一門新興技術(shù)，它的作用和重要性已得到人們的廣泛認(rèn)可。干擾其內(nèi)部設(shè)備或通過(guò)電磁波形式輻射影響到外部設(shè)備。 隨著開(kāi)關(guān)頻率的提高，電源中的分布電感、電