【正文】 2OOINO c r itVVTVLI? ? ?? ? （ 217） BUCK 變換器控制原理 BUCK 變換器的控制方式主要有兩種 :脈沖寬度調(diào)制（ PWM） 和脈沖頻率調(diào) 制 (PFM)。 畢業(yè)設(shè)計（論文）報告紙 14 D3TSD TSIOTStILΔ ILD2TS 圖 CCM和 DCM模式的臨界狀態(tài) 對于連續(xù)導通模式下，單個開關(guān)周期內(nèi)電感的平均電流 ，其中 I? 為電感電流紋波大小。這其中還包括這樣一種特殊情形，就是當開關(guān)關(guān)斷期間結(jié)束時，流經(jīng)電感的電流剛好等于零，由此可以得到 CCM 和 DCM 的臨界條件。 在單個開關(guān)周期內(nèi)，電感電流的減量為 畢業(yè)設(shè)計（論文）報告紙 12 2OOL O F FVVI T D TLL?? ? ? ? ? ? （ 29） 由 LLII??? ?? ，可以得到 2I N O OV V VD T D TLL? ? ? ? ? ? （ 210） 故輸入電壓 INV 與輸出電壓 OV 的關(guān)系可表示為 1 2ONO I N O N O F FT DV V VT T D D? ? ? ??? （ 211） 重寫（ 27）式所示的輸出電流 OI 與電感平均電流 ()LavgI 關(guān)系式并推導電感電流平均值得到 2() 2O PKO L a v g V I D T D TII RT ? ? ?? ? ? ? （ 212） 在上式中代入 IPK的表達式（ 28），得 12( ) ( )2OOOV DTI V V D DRL ?? ? ? ? ? ?? (213) 聯(lián)立式（ 211）和（ 213），消去 D2，得到輸出電壓和輸入電壓關(guān)于占空比 D 的表達式如下 122411OVV KD?? ??? （ 214） 其中 2LK RT? BUCK 變換器工作在 DCM 時的波 形圖如下圖所示。不同的是，在 DCM 模式下開關(guān)管導通時電感電流由零線性增加到電感峰值電流 IPK，而開關(guān)管關(guān)斷時電感電流由 IPK線性降低到零，且電 流的增量和電流的減量相等。開關(guān)管關(guān)斷時的等效電路如 圖 所示。而開關(guān)管關(guān)斷時的工作狀態(tài)分為兩個階段：電感電流下降為零的階段和電感電流保持為零的階段。故輸出負載電流 OI 等于電感的平均電流 ()LavgI ，即 ()O L avgII? （ 27） BUCK 變換器工作在 CCM 時的波形圖如圖 所示。即 L LII??? ?? （ 24） I N O OO N O F FV V VTTLL? ? ? ? （ 25） 上式中代入 ONT 和 OFFT 的表達式得到 OV 和 INV 的關(guān)系式為 O INV D V?? （ 26） 由此可知，通過調(diào)整占空比 D ，可以調(diào)整輸出電壓 OV 。電感把儲存的能量提供給負載。則有 L I N OONIV V V LT?? ? ? ? （ 21） 故在開關(guān)管導通狀態(tài)，電感電流增加為 畢業(yè)設(shè)計（論文）報告紙 9 I N OL O NVVITL? ?? ? ? （ 22） （ 2）功率開關(guān) 管截至狀態(tài) （ ONT t T?? ） VOI2RLC_+_+LVI N 圖 變換器開關(guān)管截至時等效電路圖 當 ONtT? 時，開關(guān)管關(guān)斷，整流管導通，等效電路如圖 所示。由上面所做的假設(shè)條件可知，電源電壓 VIN直接加在電感 L 的一端，而調(diào)整管所在的支路斷開，等效電路如 圖 所示。設(shè)功率管開關(guān)周期為 T，導通時間和關(guān)斷時間分別為 ONT DT? 、 (1 )OFFT D T? ? , D 為導通時間占空比。 下面對 BUCK 變換器穩(wěn)態(tài)特性進行簡單的分析，上節(jié)中的假設(shè)在此仍然成立。 畢業(yè)設(shè)計（論文）報告紙 8 BUCK 變換器 穩(wěn)態(tài)分析 根據(jù) BUCK 變換器中流經(jīng)電感 L 的電流在每個周期是否降為零，可以將其工作模式區(qū)分為以下兩種：（ 1）連續(xù)導通模式（ ContinuousConduction Mode, CCM），（ 2）不連 續(xù)導通模式（ DiscontinuousConduction Mode, DCM） 。總之， BUCK 變換器就是用電感 L 和電容C 作為儲能組件，將能量以離散的形式由輸入傳到輸出的。同時，當 VO有所下降時，電容 C 也為負載 RL提供部分能量。一旦開關(guān)管變?yōu)榻刂?，整流管導通，電?L中的磁場將改變其兩端的電壓極性，以保持其電流方向不變。若電容 C 兩端的電壓比輸出電壓略低，則電源還須為電容充電，在電容中儲存一定的能量。 （ 3）輸出電壓中的紋波電壓與輸出電壓的比值小到允許忽略。 （ 2）電感、電容是理想元件。 這是一種同步整流結(jié)構(gòu)，即整流管采用由控制電路控制的功率 MOSFET 替代外部整流二極管，同步整流結(jié)構(gòu)可以節(jié)約變換器成本和面積，提高轉(zhuǎn)換器效率。 BUCK 變換器 主電路結(jié)構(gòu)和 工作原理 圖 所示為 BUCK 變換器基本結(jié)構(gòu)圖。 第四 章是總結(jié)，主要對全文內(nèi)容進行簡要 的 回顧 。最后介紹了變換器的控制原理， 包括 PFM 模式和 PWM 模式。 首先闡述了課題研究的背景和意義，然后在總結(jié)了當前技術(shù)發(fā)展現(xiàn)狀的基礎(chǔ)上對開關(guān)電源技術(shù)今后發(fā)展的趨勢進行了展望，最后簡要交代了本論文的內(nèi)容和結(jié)構(gòu)安排?，F(xiàn)在，標準對電源產(chǎn)業(yè)的作用已越來越被重視，標準化可以縮短產(chǎn)品推向市場的周期并降低成本，但目前多數(shù)國內(nèi)企業(yè)采用自己的企業(yè)標準生產(chǎn)，按照自己的測試規(guī)范測試，各個行業(yè)標準也存在著技術(shù)指標落后，測試方法可操 作性差等問題，導致業(yè)界沒有統(tǒng)一、完善的設(shè)計、生產(chǎn)與檢測標準，為了推動模塊電源的技術(shù)進步，提供國內(nèi)企業(yè)生產(chǎn)質(zhì)量控制的依據(jù)，制定科學的國家標準迫在眉睫。 50 W、 75 W、 100 W 及 150 W 為半磚式結(jié)構(gòu)， 200 W、 250 W、 300 W 及 400 W 為磚式結(jié)構(gòu)。另外熱分析可根據(jù)線路板定位、邊緣溫度和氣流的方向及速度等環(huán)境參數(shù)給出一幅用不同顏色標記的曲線圖，從而幫助設(shè)計人員掌握整個線路板在穩(wěn)定狀態(tài)條件下的熱量分布情況。軟件的另一個功能是通過仿真的方法評估模塊電源的性能。這些軟件可指導元器件選擇，并提供材料清單、電路仿真及熱分析，縮短了電源設(shè)計的周期，提高了電源的 畢業(yè)設(shè)計（論文）報告紙 5 性能。市場上已出現(xiàn)的基本功率模塊封裝只有 11 mm11 mm 大小，開關(guān)頻率 1 MHz，級聯(lián)多個模塊和相關(guān)元件，可獲得大于100 A 的工作電流，與其它采用分立式元件的電路相比，其效率提高了 6 %，功率損耗降低 25 %，器件尺寸縮小 50 %左右。利用基本模塊組合起來的多相設(shè)計技術(shù)逐步得到推廣。在 10 mΩ 負載的情況下，通往負載路徑上的每 mΩ 電阻都會使效率下降 10 %，印制電路板 的導線電阻、電感器的串聯(lián)電阻、 MOSFET 的導通電阻及 MOSFET 的管芯接線等對效率都有影響。與此同時，集成電路所需的電流增加，要求電源提供較大的負載輸出能力。高效率可使功耗相對減少，工作溫度降低，所需的輸入功率減少，也提高了功率密度 [14]。之所以能達到這些指標，應歸功于微電子技術(shù)的發(fā)展使大量高性能的新型器件涌現(xiàn)出來，從而使損耗降低。 開關(guān)電源技術(shù)發(fā)展趨勢 畢業(yè)設(shè)計（論文）報告紙 4 高效率 如今通信產(chǎn)品日趨小型化，必然要求模塊電源減小體積、提高功率密度，而提高效率是與之相輔相成的。最近的一些臺式計算機、工作站和服務(wù)器已經(jīng)把 12 V輸入作為 VRM 供電電壓 ,在一些筆記本電腦上 VRM 已經(jīng)直接把 16 V～24V輸入變換到 V輸出 [10]。這里可以看出 VRM 版本的不同，也意味著主板可 以為不同的 CPU提供其工作電壓 [9]。 VRM 電源規(guī)范基本上是隨著 Intel 處理器的發(fā)展而發(fā)展的，早期 PII—PIII 遵循— 電源規(guī)范， Tualatin 核心的 PIII 及 Celeron 則開始遵循 標準。 電壓調(diào)節(jié)模塊 電壓調(diào)節(jié)器模塊 (VRM)是一類低電壓、大電流輸出 DCDC 變換器模塊，其主要作用是向微處理器提供穩(wěn)定的電源，同時也對電腦啟動時電壓的變化情況 和時序作出了明確的要求。由于功率 MOSFET 的導通電阻很低，能提高電源效率。因此，傳統(tǒng)的二極管整流電路已無法滿足實現(xiàn)低電壓、大電流開關(guān)電源高效率及小體積的需要， 成為制約 DC/DC 變換器提高效率的瓶頸。此時超快恢復二極管的整流損耗已接近甚至超過電源輸出功率的 50 %?？旎謴投O管（ FRD）或超快恢復二極 管（ SRD）可達 V～ V，即使采用低壓降的肖特基二極管（ SBD），也會產(chǎn)生大約 V的壓降，這就導致整流損耗增大，電源效率降低。例如同步整流 (SR)技術(shù)，即以功率 MOS 管反接作為整流用開關(guān)二極管，代替肖特基二極管 (SBD)，可降低管壓降，從而提高電路效率?，F(xiàn)在， 達到這一目標 的開關(guān)變換器產(chǎn)品已經(jīng)出現(xiàn) 。為此必須研究開關(guān)電壓和電流波形不交疊的技術(shù)，即所謂的零電壓開關(guān)（ ZVS）和零電流開關(guān)（ ZCS）技術(shù)，或稱為軟開關(guān)技術(shù)（相對于 PWM硬開關(guān)技術(shù)而言） [7]。 軟開關(guān)技術(shù) 脈寬調(diào)制（ P