【正文】 end for ii=1:N/2 a(ii)=sqrt(2/T)*cos(2*pi*fc*t(ii))。 % QPSK 信號的調(diào)制 ich=zeros(1,nb/delta_T/2)。 % 串并轉(zhuǎn)換，將奇偶位數(shù)據(jù)分開 idata=datanrz(1:ml:(nb1))。 for q=1:nb data0((q1)/delta_T+1:q/delta_T)=data(q)。 for q=1:nb data1((q1)/delta_T+1:q/delta_T)=datanrz(q)。 datanrz=data.*21。 N=length(t)。 SNR=0。 delta_T=T/200。 ml=2。 T=1。G 感謝在大學四年中所有關(guān)心我的任課老師 ， 同學和朋友們，感謝我的父母，因為有他們的支持，我才能不斷向前邁進。使我能夠在短時間內(nèi)有很大的進步，順利完成畢業(yè)設(shè)計的各項工作。 北京郵電大學世紀學院畢業(yè)設(shè)計（論文） 29 致謝 首先，我要感謝北京郵電大學世紀學院給我提供這么一個實踐的機會，為我們在校本科生提供如圖書館之類的各種學習場所，及可以完成實踐的學習工作條件。 在數(shù)字頻帶通信系統(tǒng)中， QPSK 調(diào)制解調(diào)技術(shù)已經(jīng)比較成熟，在實際應(yīng)用中也發(fā)揮著極為重要的作用。 OQPSK 的性能 優(yōu) 于 QPSK， 結(jié)果與預(yù)想中的一樣。 在這次 設(shè)計中 ， 我 仿真出了 QPSK 在加性高斯白噪聲下的最佳接收，比較 并 分析了 QPSK 及 OQPSK 的性能 。 北京郵電大學世紀學院畢業(yè)設(shè)計（論文） 28 本論文的題目是基于 MATLAB 數(shù)字頻帶通信系統(tǒng)仿真。 OQPSK 最佳接收的平均誤比特率與 QPSK 相同 ： 12 bb O Q P S K b Q P S KoEP P e r fc N?? ???? ???? 式 (515) 程序仿真 圖 519 QPSK及 OQPSK經(jīng)帶通濾波器后波形及功率譜密度 經(jīng)過帶通濾波器后， QPSK 信號的包絡(luò)起伏明顯變大，而 OQPSK 信號的包絡(luò)起伏相對小得多，再經(jīng)過非線性功率放大器后，此時 QPSK 信號的功率譜旁瓣比 OQPSK 信號大。 OQPSK 信號的最佳接收及誤比特率 圖 517 在加性白高斯噪聲干擾下 OQPSK的最佳接收框圖 （ 1） OQPSK 信號 的平均功率譜密度 由于 OQPSK 也可以看為是由同相及正交支路的 2PSK 信號的疊加，所以 OQPSK 的功率譜與 QPSK 的相同。 圖 513 產(chǎn)生 OQPSK信號的框圖 k 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 ??ka +1 +1 +1 +1 1 1 +1 +1 1 1 +1 1 +1 +1 +1 1 圖 514 OQPSK的同相及正交支路基帶波形 圖 514 中的 OQPSK 信號表示為 ： ? ? ? ? ? ?c o s sinO Q P S K c cs t A I t t Q t t???????? 式 (511) 其中 ， ? ? ? ?2 2n T bnI t a g t n T?? ????? 式 (512) ? ? ? ?21 21n T bnQ t a g t n T? ?? ? ?? ? ?????? 式 (513) ??Tgt是成形濾波器沖擊響應(yīng)，若 ??Tgt是不歸零矩陣脈沖，可表示為 ： ? ? 1 0 20 bT tTgt t ???? ?? 為 其 他 式 (514) 北京郵電大學世紀學院畢業(yè)設(shè)計（論文） 26 關(guān)于 OQPSK 及 QPSK 信號波形示于 圖 515 及 圖 516。它與 QPSK 不同的是，他的正交支路碼元與同相支路碼元在時間上要偏移一個比特間隔。 OQPSK 的調(diào)制框圖如 圖 513 所示 。恒包絡(luò)技術(shù)所產(chǎn)生的已調(diào)波經(jīng)過發(fā)送帶限后，當通過非線性部件時，只產(chǎn)生很小的頻譜擴展。 OQPSK 調(diào)制 OQPSK 是在 QPSK 基礎(chǔ)上發(fā)展起來的一種恒包絡(luò)數(shù)字 調(diào)制技術(shù) 。 若將此包絡(luò)起伏很大的限帶 QPSK 信號再進行硬限幅或非線性功率放大， 雖然此已調(diào)信號包絡(luò)的起伏 可減弱，但卻使非線性功率放大后的信號功率譜旁瓣增生，頻率又被擴展，其旁瓣將會干擾鄰近頻道的信號，這是不希望出現(xiàn)的現(xiàn)象。在實際數(shù)字通信中，往往要求信道帶寬是有限的 ，為了對 QPSK 信號帶寬進行限制，經(jīng)常在 QPSK 數(shù)字調(diào)制器中，先將基帶雙極性矩陣不歸零脈沖序列經(jīng)過基帶成形濾波器限帶，再進行正交 。 瑞利衰落信道下的誤碼率比高斯信道下的誤碼率高。星座圖反映可接收信號 在 高斯噪聲的影響下發(fā)生了誤碼，但是大部分還是保持了原來的特性。并且可以看出調(diào)制解調(diào)的結(jié)果沒有誤碼。 圖 57在理想限帶及加性高斯白噪聲信道條件下的 QPSK最佳頻帶傳輸系統(tǒng) 若發(fā)端信源的 “1” 和 “0” 等概率出現(xiàn)，其最佳接收 的平均誤比特率為 ： 00212 bbb EEP e rfc QNN? ? ? ???? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ? 式 (510) 綜上所述，將 QPSK 與 2PSK 相比較，在兩者的信息速率、信號發(fā)送功率、噪聲北京郵電大學世紀學院畢業(yè)設(shè)計（論文） 22 功率譜密度相同的條件下， QPSK 與 2PSK 的平均誤比特率是相同的，而 QPSK 的功率譜主瓣寬度比 2PSK 的窄一半。于是，得到 I 支路及 Q 支路北京郵電大學世紀學院畢業(yè)設(shè)計（論文） 21 的平均錯判概率為 ： ? ?20021122 2 2bbe I e QA TEP P e rfc e rfcNN????????? ? ? ???? 式 (57) 其中 2 /2bbE AT? ，是平均比特能量。 在給定二進制信息速率的條件下， QPSK 的同相支路及正交支路的四進制符號速率是二進制信息速率的一半，即 2sbTT? 。下面，采用第二種方法來進行計算。 圖 56 QPSK信號的最佳接收框圖 由于 QPSK 信號 可看為同相及正交支路 2PSK 的疊加，所以在解調(diào)時可對兩路信號分別進行 2PSK 的解調(diào)，然后 進行并串變換，得到所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。 圖 55 表示在 2PSK 及 QPSK 的二進制信息速率相同時， QPSK 信號的平均功率譜密度的主瓣寬度是 2PSK 平均功率譜主瓣寬度的一半。 2222si n ( ) si n ( )() 4 ( ) ( )b c b c bPSK c b c bA T f f T f f TPf f f T f f T????? ? ? ?????????? ? ? ?? ? ? ??? 式 (54) 222222si n ( ) si n ( )2( ) 24 ( ) ( )si n 2 ( ) si n 2 ( )2 2 ( ) 2 ( )sc s c sQ PSKc s c sb c b c bc b c bA Tf f T f f TPff f T f f TA T f f T f f Tf f T f f T?????????? ??? ? ? ?????????? ? ? ???? ? ? ?????? ? ? ?????????? ? ? ?? ? ? ??? 式 (55) 北京郵電大學世紀學院畢業(yè)設(shè)計（論文） 19 假設(shè) QPSK 與 2PSK 的信息速率及發(fā)送信號的平均功率均一致，則 QPSK 信號每個支路的 2PSK 信號的振幅為 /2A ，符號間隔 2sbTT? ， QPSK 的總功率譜是兩支路功率譜之和，于是，得到 QPSK 功率譜 如 式 (55 所示。 QPSK 信號的平均功率譜密度 由于 QPSK 信號時由兩正交載波的 2PSK 線性疊加而成，所以 QPSK 信號的平均功率譜密度是同相支路及正交支路 2PSK 信號平均功率譜密度的線性疊加。 表 51 QPSK信號載波相位與雙比特碼元的關(guān)系 四進制碼 雙比特碼 載波相位i? 0 0 0（變換為 +1， +1電平） 4? 1 1 0 （ 1， +1） 34? 2 1 1 （ 1， 1） 54? 3 0 1 （ +1， 1） 74? 從 表 51 看出， QPSK 的載波相位與雙比特碼之間的關(guān)系正好符合格雷碼的相位邏輯，即相鄰四進制符號所對應(yīng)的雙比特碼之間僅相差一個二進制信號。 k 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 n +1 +1 1 +1 +1 1 +1 1 +1 +1 1 1 1 +1 2n +1 +1 1 1 +1 1 +1 2n1 +1 1 +1 +1 +1 1 1 圖 54 QPSK串并變換及 I(t)、 Q(t)波形圖 從 圖 53 及 圖 54 看出，將二進制序列進行串并變換，其實質(zhì)是完成二進制與四進制符號的變換，稱 并行支路所對應(yīng)的每一對比特 2na 及 21na? 為雙比特碼元，其符號間隔為四進制符號間隔（ 2sbTT? ），每一組雙比特碼元與四進制符號之一相對北京郵電大學世紀學院畢業(yè)設(shè)計（論文） 18 應(yīng)，而每個四進制符號 ( 1,2,3,4i? )又與 QPSK 信號的載波相位 i? 相對應(yīng)，稱 QPSK 的載波相位 i? 與它所攜帶的雙比特碼元之間的關(guān)系。將 式 (51 寫成 ： ( ) c os( ) ( c os c os sin sin )i c i i c i c st A t A t t t Ts ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? 0 式 (52) 若 i? 為 /4? 、 3 /4? 、 5 /4? 、 7 /4? ，則 cos 1/ 2i? ?? ； sin 1/ 2i? ?? 。 若 /4(2 1)i i ?? ?? ，則 i? 為 /4? 、 3 /4? 、 5 /4? 、 7 /4? ，此初始相位為/4? 的矢量圖示于 圖 52（ b） 。 四相移相鍵控 （ QPSK） QPSK 信號的產(chǎn)生 四相移相鍵控 (QPSK)又名四進制移相鍵控，該信號的正弦載波有 4 個可能的離散相位狀態(tài)，每個載波 相位攜帶 2 個二進制符號，其信號表示式為 ： ( ) c os( ) 1 2 3 4 0 Ti c i ss t A t i??? ? ? ? ? ， ， ， t 式 (51) sT 為四進制符號間隔， ( 1,2,3,4)i i? ? 為正弦載波的相位，有 4 種可能狀態(tài)。相移鍵控有很多方式，如 PSK、 DPSK、 QPSK、 OQPSK、 pi/4DPSK 等。當調(diào)制信號為二進制數(shù)字信號時，該調(diào)制稱為二進制數(shù)字調(diào)制。 數(shù) 字調(diào)制方式有三種：幅度 鍵 控、頻移 鍵 控和相移鍵控。但是，在一定的噪聲情況下，根據(jù)對載波的調(diào)制方法和解調(diào)方法的不同，誤碼率也不同。在傳輸脈沖時，傳輸系統(tǒng)會產(chǎn)生噪聲，如果其幅度為反極性并超過脈沖的幅度，則產(chǎn)生誤碼。調(diào)制不僅可以對被調(diào)制信號進行頻譜搬移 和擴頻，而且對系統(tǒng)的傳輸有效性和傳輸可靠性有很大的影響。 在實際通信中，不少信道都不能直接傳送基帶信號，必須用基帶信號對載波波形的某些參量進行控制，即對基帶信號進行調(diào)制。但在一個系統(tǒng)中，如果發(fā)端有調(diào)制 /加密 /編碼，則收端必須有解調(diào) /解密 /譯碼。 綜上所述，點對點的數(shù)字通信模型一般可用 圖 51 表示。否則接收時消息的真正內(nèi)容將無法修復(fù)。第三，由于數(shù)字通信傳輸?shù)氖且粋€接一個按一定節(jié)拍傳送的數(shù)字信號，因而接收端必須有一個與發(fā)送相同的節(jié)拍，否則，就會因收發(fā)步調(diào)不一致而造成混亂。于是就需要在發(fā)送端增加一個編碼器，而在接收端相應(yīng)需要一個解碼器。 數(shù)字通信中存在以下突出問題：第一，數(shù)字信號傳輸時，信道噪聲或干擾所造成的差錯，原則上是可以控制的。 需指出，升余弦濾波器的嚴格限頻特性，是物理不可實現(xiàn)的，然而由于 01a??升余弦濾波器頻率特性的平滑性，使得有可能用物理可實現(xiàn)濾波器近似實現(xiàn)此頻率特性，所以在實際的頻帶數(shù)字通信系統(tǒng)中廣泛采用 01a??的升余弦濾波器。如 ： 圖 43 升余弦滾降頻譜 及 升余弦滾降波形 北京郵電大學世紀學院畢業(yè)設(shè)計（論文） 14 圖 43 中，紅色線條是 0a? 時的頻譜和波形，綠色是 ? 時的頻譜和波