【正文】 35 參考文獻(xiàn) [1] 。開關(guān)電源的發(fā)展還將很長遠(yuǎn)。 此外，電路參數(shù)的計(jì)算和整定都是以較有影響力的文獻(xiàn)為依據(jù)和參考，本次的設(shè)計(jì)主要參照了 我校張占松教授等所編著的《開關(guān)電源的原理和設(shè)計(jì)》 。 亦能為驅(qū)動(dòng) LED設(shè)計(jì)出最佳大方案。在開關(guān)電源中，為了實(shí)現(xiàn)功率調(diào)節(jié)、遠(yuǎn)程控制等功能，以及減小體積、減輕重量，高壓功率集成電路得到廣泛應(yīng)用和快速發(fā)展。 開關(guān)電源 亦稱為無工頻變壓器的電源。本論文絕大多數(shù)的設(shè)計(jì)思想和方法都是在現(xiàn)有的、成熟的理論支持下進(jìn)行的，可靠性和可行性都很高，不但符合開關(guān)電源的設(shè)計(jì)要求，而且符合驅(qū)動(dòng) LED 在各方面在條件。 34 結(jié)束語 由于時(shí)間上的關(guān)系 和實(shí)驗(yàn)設(shè)備，本設(shè)計(jì)的技術(shù)參數(shù)和很多相關(guān)的標(biāo)準(zhǔn)并沒有通過具體實(shí)驗(yàn)的有力驗(yàn)證。因?yàn)檗D(zhuǎn)換器在每個(gè)周期都存儲所需的能量，所以它可以對瞬態(tài)做出即時(shí)響應(yīng)。然而，本文所描述的轉(zhuǎn)換器并不要求任何反饋補(bǔ)償。 33 圖 驅(qū)動(dòng)電路外圍接線 在帶有輸出電流反饋的開關(guān) LED驅(qū)動(dòng)器中，一般還需要反饋補(bǔ)償來穩(wěn)定轉(zhuǎn)換器，并調(diào)節(jié)電流以達(dá)到期望的電流值。該芯片外圍電路簡單， 11 和 14 腳輸出采用圖騰柱，電流驅(qū)動(dòng)能力強(qiáng)，可直接控制半橋逆變器的上下功率管 S1， S2，其外圍電路如圖 所示。 SG3525A 的振蕩頻率可表示為 式中： C。 31 圖 SG3525 工作過程 32 接線方式 該芯片的輸入電壓工作范圍是 8～ 35 V，通常可取 +15 V；振蕩頻率是 100～ 500 kHz，芯片的腳 5 和腳 7 間串聯(lián)一個(gè)電阻 Ra 就可以在較大范圍內(nèi)調(diào)節(jié)死區(qū)時(shí)間?？梢栽?13 腳處接一個(gè)約 的電容濾去電壓尖峰。由于存在開閉滯后，使輸出和吸收間出現(xiàn)重疊 導(dǎo)通。脈沖很窄的時(shí)鐘信號輸入到邏輯或非門電路，可使兩個(gè)門的輸出同時(shí)有一段低電平，以產(chǎn)生死區(qū)時(shí)間。其結(jié)果是，所有的輸入為負(fù)時(shí)，輸出為正。該誤差放大器共模輸入電壓范圍是 。 B 振蕩電路： 由一個(gè)雙門限電壓均從基準(zhǔn)電源取得，其高門限電壓 V V H = 低門限電壓 V V L = ,內(nèi)部橫流源向 CT 充電，其端壓 VC 線性上升，構(gòu)成鋸齒波的上升沿，當(dāng) C H V = V 時(shí)比較器動(dòng)作，充電過程結(jié)束，上升時(shí)間 t1 為： 比較器動(dòng)作時(shí)使放電電路接通， CT 放電， VC 下降并形成 鋸齒波的下降沿，當(dāng) C L V = V 時(shí)比較器動(dòng)作，放電過程結(jié)束，完成一個(gè)工作循環(huán)，下降時(shí)間間 t2 為： 注意：此時(shí)間即為死區(qū)時(shí)間 鋸齒波的基本周期 T 為 : 30 由上可見鋸齒波的上升沿遠(yuǎn)長于下降沿，因此上升沿作為工作沿，下降沿作為回掃沿。 圖 SG3525 引腳功能 29 圖 SG3525 內(nèi)部原理框圖 2. 下面分別闡述其各部分功能： A 基準(zhǔn)電壓源 : 基準(zhǔn)電壓源是一個(gè)三端穩(wěn)壓電路，其輸入電壓 VCC 可在（ 8～ 35）V 內(nèi)變化， 通常采用 +15V，其輸出電壓 VST＝ ，精度177。該放大器是一個(gè)兩級差分放大器，直流開環(huán)增益為 70dB 左右。振蕩器還設(shè)有外同步輸入端 (腳 3)。 1％） V，采用了溫度補(bǔ)償，而且設(shè)有過流保護(hù)電路。 組件選擇和基本原理應(yīng)用 PWM 控制電路采用美國硅通用電氣公司的 SG3525A 控制芯片 電壓調(diào)節(jié)芯片 SG3525 具體的內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖 1 所示。該轉(zhuǎn)換器易于實(shí)現(xiàn)，且在峰值電流模式控制時(shí)無需進(jìn)行反饋補(bǔ)償沒計(jì)。這種方法，實(shí)質(zhì)是對晶體管導(dǎo)通脈寬進(jìn)行調(diào)節(jié)和控制。如增加電源裝置對地的距離，其可以減小地線干擾； 此外，開關(guān)電源跟其它所有電子設(shè)備一樣要有可靠的安全接地，這對保障人員安源具有相當(dāng)重要的意義。如增大接地點(diǎn)的面積和減小接地導(dǎo)線的長度等； （ 3）減小地線分布電感。開關(guān)電源絕大多數(shù)都把高頻變壓器的一次和二次側(cè)在 PCB 布線上設(shè)計(jì)成電器隔離的兩大部分，所以這兩個(gè)部分至少也應(yīng)設(shè)置兩個(gè)接地點(diǎn)，同時(shí)把電源外殼作為接地基準(zhǔn)點(diǎn)。地線 干擾包括地阻抗干擾和地環(huán)路干擾。所以短路保護(hù)對于 LED 的驅(qū)動(dòng)電源來說是一個(gè)很重要的環(huán)節(jié)。由于 LED 的驅(qū)動(dòng)電流都是比較小的。 輸出短路保護(hù)必須引入電流檢測電阻，以實(shí)現(xiàn)對輸出電流的監(jiān)測。這種過壓保護(hù)方法將強(qiáng)制控制 IC 進(jìn)入 低頻、低功率的工作模式。這將停止控制器的內(nèi)部振蕩直到輸出電壓降到齊納二極管電壓以下，以上過程繼續(xù)進(jìn)行。此時(shí)，電阻 R4 實(shí)際上被短路。當(dāng)電壓升高到超過齊納二極管的導(dǎo)通電壓時(shí)，由 D2 和 R6組成的齊納二極管分支電路開始導(dǎo)通。在 LED 開路狀態(tài)下，當(dāng)開 關(guān)導(dǎo)通時(shí)，電感存儲能量，當(dāng)開關(guān)關(guān)閉時(shí)，該能量轉(zhuǎn)移到輸出電容上。 這樣， LED 電流將不再決定于輸入或輸出電壓。 LED 照明系統(tǒng)的熱源基本就是 LED 燈本身的熱源，熱源太集中會產(chǎn)生熱損耗，因此 LED 驅(qū)動(dòng)電路不能與散熱系統(tǒng)緊貼在一起。 就過電壓保護(hù)要求計(jì)算 R R4 的具體參數(shù) （ ） 把 R2=30K、 R= 代入式 可求得 R4=，所以 R3 為： （ ） 設(shè)所選熱敏電阻在 50℃時(shí)的電阻值為 30K，則可求得 （ ） 由上式可解得 R6=15KΩ。下面就以上設(shè)計(jì)參數(shù)整定電路電阻參數(shù)?；谶@一原理，可利用輸出電壓反饋來調(diào)整開關(guān)頻率。振蕩器電容上的斜坡電壓控制開關(guān)頻率，這樣，開關(guān)頻率與 RT 引腳的輸出電流成正比。實(shí)際上，很多峰值電流模式控制器IC 都具有專用的 RT 引腳。由于 4 個(gè)比較器的輸出端是并聯(lián)的，無論是過壓、欠壓、過熱任何一種故障發(fā)生，比較器輸出低電平，封鎖驅(qū)動(dòng)信號使電源停止工作，實(shí)現(xiàn)保護(hù)。 N13 為過熱比較器， RT 為負(fù)溫度系數(shù)的熱敏電阻，它與 R6 構(gòu)成分壓器，緊貼于功率開關(guān)器件 IGBT 的表面，溫度升高時(shí)， 25 RT 阻值下降，適當(dāng)選取 R6 的阻值，使 在設(shè)定的溫度閾值動(dòng)作。 輸入欠電壓、過電壓及過熱保護(hù) 圖 是僅用一個(gè) 4 比較器 LM339 及幾個(gè)分立元器件構(gòu)成的過壓、欠壓、過熱保護(hù)電路。由于沒有電流取樣，電路只能工作于 DCM 方式，否 則電路中電流會失控。功率因數(shù)校正電路的原理圖如圖 所示 . 24 圖 功率因數(shù)校正電路原理圖 該電路采用一塊 UC3845 作 為控制芯片，反饋信號來自輸出端。 方案確定及設(shè)計(jì) 比較這兩種方法的優(yōu)缺點(diǎn)以及對象電源的技術(shù)參數(shù)，現(xiàn)采用有源功率因數(shù)校正法。 采用 有源功率因數(shù)校正 電路的開關(guān)電源可以使總諧波含量降低到 5%以下 ， 功率因數(shù)高達(dá) 以上 ， 并 且可以將開關(guān)電源的輸入電壓范圍擴(kuò)增為 90～ 264VDC 的全域電壓 ， 此外還有穩(wěn)定性佳、振動(dòng)和噪聲低等優(yōu)點(diǎn) 。 但無源 PFC 的缺點(diǎn)是增加的無源組件 ，一般體積都很大也比較重 ， 校正后的功率因數(shù)也不是很高 ， 只能達(dá)到 ～ ， 并且發(fā)熱量比較大 ， 容易產(chǎn)生工頻振動(dòng)和噪聲。 功率因數(shù)校 正的方法及其優(yōu)缺點(diǎn) 常用的 提高功率因數(shù)的辦法有兩種：一種是無源功率因數(shù)校 正法，采用電感和電容等器件來完成。 目前，提高用電設(shè)備功率因數(shù)問題變得越來越嚴(yán)重?？梢酝ㄟ^ PFC 電路來提高功率因數(shù) ， 抑制諧波。 此外，在電網(wǎng)濾波器的前端加一個(gè)氣體放電管，以達(dá)到防雷目的，氣體放電管在受到瞬間高電壓時(shí)管內(nèi)氣體在高壓作用下導(dǎo)通放電，從而起到保護(hù)電源的目的。當(dāng)電容器 C1 充電到約 80％額定電壓時(shí)，逆變器正常 23 工作。 采用 晶閘管和限流電阻組成的防浪涌電流電路 如圖 所示。防浪涌軟啟動(dòng)電路通常有晶閘管保護(hù)法和繼電器保護(hù)法兩大類 。 所以， 開關(guān)電源保護(hù)電路對提高電源的使用壽命、工作穩(wěn)定性和安全性具有重要意義。 再者 ， 溫度是影響電源設(shè)備可靠性的最重要因素。上述現(xiàn)象均會造成開關(guān)電源無法正常工作，為此幾乎所有的開關(guān)電源都設(shè)置了防止流涌電流的軟啟動(dòng)電路，以保證電源正常而可靠運(yùn)行。 其次，對于開關(guān)電源本身， 電源的輸入電路采用電容濾波型整流電路，在進(jìn)線電源合閘瞬間，由于 濾波 電容器上的初始電壓為零，電容器充電瞬間會形成很大的浪涌電流，特別是大功率開關(guān)電源， 若 采用容量較大的濾波電容器，使浪涌電流達(dá) 100A 以上。因此對輸入電源的上限和下限要有所限制，為此采用過壓、欠壓保護(hù)以提高電源的可靠性和安全性。 22 3 反饋和保護(hù)電路設(shè)計(jì) 綜述 首先， 開關(guān)電源在 運(yùn)行過程中，因電源電壓的異常，如電壓過低或過高會導(dǎo)致電源無發(fā)啟動(dòng)，甚至是燒毀。 本章節(jié)是開關(guān)電源驅(qū)動(dòng)電路的主電路設(shè)計(jì)，主要通過 EMI 濾波，輸入整流，交變，輸出整流得到驅(qū)動(dòng) LED所需要的恒定的穩(wěn)定直流電流。調(diào)整管、基準(zhǔn)穩(wěn)壓電路、取樣電路和比較放大電路是串聯(lián)型穩(wěn)壓電路的基本組成部分。2210 ????? 由于集成運(yùn)放開環(huán)差模增益可達(dá)到 80dB 以上，電路引入深度電壓負(fù)反饋，輸出電阻接近于零，而輸出電壓相當(dāng)穩(wěn)定。下面將對穩(wěn)壓管穩(wěn)壓電路的組成和工作原理做 出介紹。 另一方面 ，由于整流濾波電路內(nèi)阻的存在，當(dāng)負(fù)載變化時(shí)，內(nèi)阻上的電壓將產(chǎn)生變化，于是輸出電壓平均值也將隨之產(chǎn)生相反的變化，因此，整流濾波電路輸出電壓會隨著電網(wǎng)電壓的波動(dòng)而波動(dòng)，隨著負(fù)載電阻的變化而變化。這就要求驅(qū)動(dòng)電路達(dá)到一個(gè)穩(wěn)壓穩(wěn)流。所以要達(dá)到恒流恒壓驅(qū)動(dòng) LED。 所以輸出電感量為 H，濾波電容容量為 6800μ F，二極管 D 選 BYV32200。代入數(shù)據(jù)有： （ ） 輸出濾波電容參數(shù)計(jì)算 （ ） 其中 Lf為輸出濾波電感， 0U? 為允許紋波電壓， sf 為開關(guān)頻率。 19 濾波電感 設(shè)計(jì) （ ） 其中 D 為 2 倍占空比，即 D=； K 為波形系數(shù)，取值在 到 1 之間，取 時(shí)計(jì)算誤差較小， Ns 為高頻變壓器二次繞組匝數(shù)， Np 為一次繞組匝數(shù)。 故必須對平滑電路組件參數(shù)進(jìn)行精確設(shè)計(jì)和計(jì)算。 （ 2）允許紋波電壓計(jì)算： 18 （ ） （ 3）容量計(jì)算： （ ） 將數(shù)據(jù)代入式 33 有： （ ） 取標(biāo)稱值 Ci=200μ F。 T101 為初級電流檢測用的電流互感器，作為電流控制時(shí)的電流取樣用。通過調(diào)節(jié)開關(guān)的占空比，就能改變變壓器二次側(cè)整流輸出平均電壓 v。高頻變壓器初級一端接在 C1， C2 的中點(diǎn)，另一端接在 S1， S2 的公共連接端， C1， C2中點(diǎn)的電壓等于整流后直流電壓的一半，即 V／ 2。圖中開關(guān)管 S1， S2選用 MoSFET，因?yàn)樗请妷候?qū)動(dòng)全控型器件，具有驅(qū)動(dòng)電路簡單、驅(qū)動(dòng)功率小、開關(guān)速度快及安全工作區(qū)大等優(yōu)點(diǎn)。 220 V交流電壓經(jīng)過全橋整流濾波后，得到約 300 V 的直流電壓，再加到半橋功率變換器上，用 脈寬調(diào)制電路產(chǎn)生的雙列脈沖信號去驅(qū)動(dòng)功率 MOSFET 管，通過功率變壓器的耦合和隔離作用在次級得到準(zhǔn)方波電壓，然后經(jīng)半橋全波整流和濾波輸出電壓 ，該電壓再經(jīng)電壓反饋電路，校正 PWM 占空比，即可得到穩(wěn)定的直流輸出電壓 0V 。 電源系統(tǒng)框圖及各部分介紹 16 半橋式開關(guān)電源系統(tǒng)框圖如圖 所示。所以對于整流濾波電路的設(shè)計(jì)要找到最穩(wěn)定的電路方案。要恒流驅(qū)動(dòng) LED 就必須經(jīng)過整流產(chǎn)生的直流電源。這里原邊采用銅芯直徑為 mm 的漆包線進(jìn)行 2 股并繞，副邊采用 16 股線徑為 mm 的漆包線，絞結(jié)成 4 根并繞。 7)選擇導(dǎo)線 由于變壓器的工作頻 率為 50 kHz，在此頻率下銅導(dǎo)線的穿透深度△ = mm，考慮到趨膚效應(yīng)的影響，一般所選的導(dǎo)線銅芯直徑要小于 2△，即導(dǎo)線直徑要小于 mm。故半橋式電路變壓器原邊繞組所加電壓 U =182 V，由式 (2)變形可得 15 計(jì)算可知， B= 在輸入交流電壓最大時(shí) B B /2，所以，原邊繞組匝數(shù) N =34 匝的選擇是合適的。 4)核算最大輸入交流電壓時(shí)的最大磁密 B 利用計(jì)算出來的變壓器初級匝數(shù)，核算變壓器在最大輸入交流電壓時(shí)的 B 看磁芯是否飽和。則原邊繞組匝數(shù) ： 式中： U 為變壓器原邊電壓， V。半橋式電路變壓器原邊繞組所加電壓等于輸入電壓的一半， 即 U。 表 22 輸出功率與鐵芯尺寸的關(guān)系 尺寸 型號 A/H （ max） B/h （ max） C （ max） D （ max） Ac （ mm2） EE16 16/8 12/6 4 18 EE19 19/7 14/6 4 5 20 EE22 22/11 19/8 6 6 36 EE25 25/17 19/13 7 6 42 EE28 28/17 20/8 78 EE30 38/21 21/17 11 115 EE35 35/20 28/18 11 10 110 EE40 40/27 35/21 12 138 EE45 45/30 38/23 13 12 156 EE50 50/