【正文】 中小功率應(yīng)急電源的研究與設(shè)計 30 驅(qū)動電路的設(shè)計 升降壓、整流和逆變的 PWM 波不能直接驅(qū)動 IGBT，需要隔離放大后才能驅(qū)動 IGBT。經(jīng)過滯環(huán)比較后，輸出驅(qū)動整流器的 PWM 信號，通過 74LS373 鎖存。 21345 678910 1112 1314U 2 6M C 1 5 9 5R 4 6 7 . 5 K R 5 0 2 7 KVCR53R52R51C 3 2 0 . 1 uR 9 2 1 2 KidS I N UR 8 81 3 KR 8 9 5K3K*321345 678910 1112 1314U 2 7M C 1 5 9 5R 5 5 7 . 5 K R 5 8 2 7 KR61R60R59C 3 3 0 . 1 uR 9 9 1 2 KidS I N VR 9 4 1 3 KR 9 5 5K3K*321345 678910 1112 1314U 2 8M C 1 5 9 5R 6 4 7 . 5 K R 6 7 2 7 KR70R69R68C 3 4 0 . 1 uR 1 0 5 1 2 KidS I N WR 1 0 01 3 KR 1 0 1 5K3K*3i * a i * b i * c 圖 乘法電路 滯環(huán)比較器如圖 。乘法器采用集成芯片 MC1595。此電流信號乘以與電網(wǎng)同步的三相正弦波信號后，為各相的指令電流，三相指令電流與三相反饋電流滯環(huán)比較后產(chǎn)生 PWM 驅(qū)動信號。本 文 采用直接電流控制。該指令信號和實際交流電流信號比較后，通過滯環(huán)對各開關(guān)器件進行控制，便可使實際交流輸入電流跟蹤指令值，其跟蹤誤差在由滯環(huán)環(huán)寬所決定的范圍內(nèi)。外環(huán) PI 調(diào)節(jié)器的輸出為直流電流信號 id， id分別乘以和 a、 b、 c 三相相電壓同相位的正弦信號，就得到了三相交流電流的正弦指令信號 i*a， i*b和 i*c。其外環(huán)是直流電壓控制環(huán)，內(nèi)環(huán)是 交流電流控制環(huán)。直接電流控制中有不同的電流跟蹤控制方法，圖 給出的是一種最常用的采用電流滯環(huán)比較方式的控制系統(tǒng)圖。各相電源相電壓 ua、ub、 uc分別減去前面求得的輸入電流在電阻 R 和電感 L 上的壓降，就可得到所需要的整流橋交流輸入端各相的相電壓 ua、 ub和 uc的信號，用該信號對三角 波載波進行調(diào)制得到 PWM開關(guān)信號去控制整流橋，就可以得到需要的控制效果。圖中兩個乘法 器均為三相乘法器的簡單表示，實際上兩者均由三個單相乘法器組成。達到穩(wěn)態(tài)時， ud*和 ud仍然相等， PI 調(diào)節(jié)器輸入恢復到零，其輸出 id為負值 ,并與逆變電流的大小相對應(yīng)。當負載電流減小時，調(diào)節(jié)過程和上述過程相反。當負載電流增大時，直流側(cè)電容 C放電而使其電壓 ud下降， PI調(diào)節(jié)器的輸入中小功率應(yīng)急電源的研究與設(shè)計 27 端出現(xiàn)正偏差，使其輸出 id增大， id的增大會使整流器的交流輸入電流增大，也使直流側(cè)電壓 ud回升。直流給定信號 ud*和實際的直流電壓 ud比較后送入 PI 調(diào)節(jié)器， PI調(diào)節(jié)器的輸出為一直流電流指令信號 id， id的大小和整流器交流輸入電流的幅值成正比。 圖 為間接電流控制的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。 間接電流控制 間接電流控制也稱相位和幅值控制。 PWM 整 流電路的控制 及波形產(chǎn)生 為了使 PWM 整流電路在工作時功率因數(shù)近似為 1，即要求輸入電流為正弦波且和電壓同相位，可以由多種控制方法。 （ 2）運行頻率的幅值（ RAMP7～ RAMP0: APOWER=A/255179。 （ 1） R0， PFS15～ PFS0 運行頻率： fPOWER=fRANGE179。 (4)R2 的 D5～ D0， PDY5～ PDY0 死區(qū)時間： fPDY=63179。 （ 3） R1 的 D6～ D0， PDT6～ PDT0 脈沖取消時間： fPDT=127179。 （ 2） R0 的 D7～ D0， FRS2～ FRS0，最高調(diào)制頻率設(shè)定： fRANGE=fCARR179。 SA4828 內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖和 SPWM 波產(chǎn)生原理圖分別如圖 所示。由地址發(fā)生器、波形 ROM 及相位和控制邏輯構(gòu)成； （ 3）三相輸出控制電路。由控制總線、地址 /數(shù)據(jù)總線、暫存器 R1－ R虛擬寄存器 R14－ R15 構(gòu)成，并以控制字的方式來實現(xiàn)。 （ 3）輸出信號： RPHT、 YPHT、 BPHT、 BPHB、 RPHB、 YPHB 為 6 個橋臂的控制信號，可直接驅(qū)動光耦。 SA4828 引腳圖如圖 所示。它采用 28引腳，分 DIP和 SOIC 兩個封裝。 圖 P8xC591 脈沖調(diào)制輸出的功能框圖 表 預(yù)分頻器頻率控制寄存器（地址 FEH），復位值 =00H 7 6 5 4 3 2 1 0 中小功率應(yīng)急電源的研究與設(shè)計 22 表 PWMP 位描述 位 符號 描述 7～ 0 ～ 分頻系數(shù)：預(yù)分頻器分頻系數(shù) =（ PWMP+1） 表 脈寬寄存器 0（地址 FCH） ， 復位值 =00H 7 6 5 4 3 2 1 0 表 PWM0 位描述 位 符號 描述 7～ 0 ～ 占空比： PWM0 信號低 /高比率 =PWM0/(255PWM0) 表 脈寬寄存器 1 7 6 5 4 3 2 1 0 表 PWM1 位描述 位 符號 描述 7～ 0 ～ 占空比： PWM1 信號低 /高比率 =PWM1/(255PWM1) PWM 逆變電路的控制波形的產(chǎn)生 SA4828概述 圖 SA4828 封裝圖 本設(shè)計的逆變采用 SPWM 波驅(qū)動方式， SPWM 波由專用的芯片 SA4828 產(chǎn)生。 P8xC591 包含了 兩路脈寬調(diào)制輸出通道，如圖 所示。P8xC591 輸出的 PWM 波形分辨率為 8 位，隨著數(shù)字電路的發(fā)展，這樣由軟件實現(xiàn)的閉環(huán)控制越來越精確。由于單片機 P8xC591具有兩路 PWM 輸出，故使用這兩路 PWM 輸出作為雙向 DC/DC 的驅(qū)動脈沖 [13]。本章介紹了應(yīng)急電源主電路的拓撲結(jié)構(gòu)和工作原理，包括雙向 PWM 電路、雙向 DC/DC 電路?？梢栽O(shè)定調(diào)整時間參數(shù) tr ，在 tr時間內(nèi)，通過適當?shù)拈_關(guān)選擇，使直流電壓變化到參考電壓值 [12]。 （ 2）電容設(shè)計 電容的設(shè)計除了需要考慮直流電壓調(diào)節(jié)速度、電壓諧波抑制能力之外，還需要考慮在模式切換時容許的最大上升電壓指標。電流調(diào)整速度包括穩(wěn)態(tài)下對基波電流的追蹤速度 (di /dt)1，及整流 — 回饋模式切換時的電流調(diào)整速度 (di /dt)2。對于兩個方面相互矛盾的需求，需折中考慮 L 的取值。電壓利用率越高，可滿足系統(tǒng)單位功率因數(shù)整流運行的 L 范圍越寬，功率等級越高， L 值范圍越小，考慮系統(tǒng)穩(wěn)定性指標， L 值的取值限制主要還是對最小直流電壓以及功率等級的考慮。 根據(jù)穩(wěn)態(tài)分析得出的結(jié)論，在限定的電壓利用率下，系統(tǒng)實現(xiàn)功率因數(shù)角為θ時電感中小功率應(yīng)急電源的研究與設(shè)計 20 需滿足的條件為： L≤ 3ρ 2RDCcosθ /(4ω (1sinθ )) () RDC— 負載電阻 ρ — 電壓利用率 依據(jù)上式可得到電感取值的一個上限值，在該限值范圍內(nèi)，以單位功率因數(shù)整流模式來考慮， L 取值越大，可滿 足調(diào)制處于線性區(qū)的最小直流電壓就越高，而對于功率因數(shù)小于 1 的整流模式，超前功率因數(shù)運行模式時，最小電壓隨 L取值增大而增大，滯后功率因數(shù)運行模式中， L 對最小電壓的作用相反，臨界點大致位于小角度滯后功率因數(shù)運行模式中。 濾波器參數(shù)設(shè)計 （ 1） 電感設(shè)計 交流側(cè)電感的取值對系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)工作點、電流調(diào)整度，以及電流諧波幅值都有影響。 在直流側(cè)加上濾波電容，能有效減少工作時直流母線電壓中的脈動交流幅值，并能短時貯存負載開關(guān)切換時反饋的電感電流貯能，抑制由此引起的過壓，維持直流端壓的穩(wěn)定。本設(shè)計選用 C吸收電路，即在開關(guān)管兩端并聯(lián)一個電容 C。 為了減小開關(guān)管在開通和關(guān)斷時電路對開關(guān)管的沖擊，在開關(guān)管兩端應(yīng)設(shè)計一個吸收電路。為提高輸入端的最大線電壓峰值，可在各相參考電壓中同時加入三次諧波，使其相電壓參考波形發(fā)生畸變，二線電壓保持為正弦，這樣就能提高線電壓幅值 [10]。 在 SPWM 整流器中，為保證電源電流不發(fā)生畸 變， Udc 所能產(chǎn)生的最大線電壓峰值為。 在間接電流控制中，最常用的控制方式是三角載波與正弦信號波比較的 SPWM 控制方式。為保證 uAB、 uBC、 uCA不含有低次諧波， Udc必須大于輸入端線電壓基波的峰值，即 Udc () 因控制方式不同， Udc 在整流器輸入端所能產(chǎn)生的最大 UfA 也不相同，由此導致輸入端線電壓的大小也不相同。根據(jù) KVL 定理可得： L(dia/dt)+Ria=ua1/3(uABuCA) () L(dib/dt)+Rib=ub1/3(uBCuAB) () L(dic/dt)+Ric=uc1/3(uCAuBC) () 由上式可見，只要 uAB、 uBC、 uCA中不含有與 PWM 開關(guān)頻率無關(guān)的低次諧波，電源電流就不會產(chǎn)生這些諧波。 圖 a 相電路電壓矢量圖 設(shè) UfA為整流器輸入端相電壓基波的有效值，則在整流運行時有： UfA2=(UaRIa)2+(ω LIa)2 () 式中 Ua— 電源電壓有效值 Ia— 電源電流有效值 ω — 電源電壓角頻率 在逆變運行時有： UfA2=(Ua+RIa)2+(ω LIa)2 () 用 ufa、 ufb、 ufc表示整流器中 A、 B、 C、點對 O 點的相電壓基波。 如圖 ，為將 Udc穩(wěn)定在設(shè)定值，整流器的控制系統(tǒng)都含有直流輸出電壓調(diào)節(jié)器，若用該調(diào)節(jié)器的輸出直接控制控制交流側(cè)輸入電流的幅值，則為直接電流控制；若用調(diào)節(jié)器的輸出調(diào)制整流器輸入端的電壓幅值和相位，則為間接電流控制。這就必須對 Udc采取一定的限制。在這種模式下，各相經(jīng)輸入電感短路，整流橋與直流側(cè)相脫離，所以 uab=ubc= uca=0。由于 V1導通，由 VD2 和 V1 將電源 uab 暫時處于短路狀態(tài)，此時 uab=0，ubc=Ud， uca=.Ud。 （ 2）橋中有兩個二極管和一個可控器件處 于通態(tài)，這種模式也稱為 2D1V 模式。工作模式： （ 1）橋中所有處于通態(tài)的三個器件都是二極管 ,所以的可控器件均處于阻態(tài)，因此這種模式也叫 3D0V 模式。此時，雙向 PWM 電路工作于整流狀態(tài)。 整流電路工作原理 當電網(wǎng)恢復正常時，市電一路通過轉(zhuǎn)換開關(guān)直接給負載供電。把逆變電路中的 SPWM 控制技術(shù)用于整流電路，就形成了 PWM 整流電路。同時，輸入電流中諧波分量也相當大，因此功率因數(shù)很低。 圖 輸出線電壓頻譜圖 PWM 整流電路 目前各個領(lǐng)域?qū)嶋H應(yīng)用的整流電路大多是晶閘管相控整流電路或二 極管整流電路。如濾波器設(shè)計為高通濾波器，且按載波角頻率 ω c來設(shè)計，那么角頻率為 2ω c、 3ω c等及其附近的諧波也就同時被濾除了 [6]。載波頻率越高， SPWM 波形中諧波頻率就越高，所需濾波器的體積就越小。 從上述分析中可以看出， SPWM 波形中所含的諧波主要是角頻率 ω c、 2ω c及其附近的中小功率應(yīng)急電源的研究與設(shè)計 16 諧波。在實際電路中，由于采樣時刻的誤差以及為避免同一相上下橋臂直通而設(shè)置的死區(qū)的影響，諧波的分布情況將更為復雜。ω r。 1， m=1,2， ? ； n=2,4,6， ? 時， k=6m+1（ m=0,1， ? ）或 k=6m1（ m=1,2， ? ）； 在不同調(diào)制度 a 時的三相橋式 PWM 逆變電路中，輸出線電壓中不含低次諧波，與單相電路相比，一個較為顯著的區(qū)別是載波角頻率 ω c 整數(shù)倍的諧波沒有了，諧波中幅值較高的是 ω c177。在其輸出線電壓中，所包含的諧波角頻率為 nω c177。 三相橋式 PWM 逆變電路可以每相各有一個載波信號，也可以三相公用一個載波信號。采用異步調(diào)制時，不同信號波周期的 PWM 波形是不相同的，因此無法直接以信號波周期為基準進行傅 里葉分析。這些諧波分量的頻率和幅值是衡量 PWM 逆變電路性能的重要指標之一，因此有必要對 PWM 波形進行諧波分析。即載波頻率越高，輸出電壓波形中的諧波頻率也越高