【正文】 OUT C 和 OUT D 分別領(lǐng)先于 OUT B 和 OUTA，之間相差一個移相角，移相角的大小決定于誤差放大器的輸出與鋸齒波的交點。 PWM 比較器將鋸齒波和誤差放大器的信號比較后，輸出一個方波信號，這個信號經(jīng)邏輯運算后從 OUT C(pin 9)和 OUT D(pin 8)輸出兩個 180176?；パa的方波信號。逐漸增加，使全橋變換器的脈寬從 0 開始慢慢增大，直到穩(wěn)定工作，這樣可以減少主功率開關(guān)管的開機沖擊。 SOFTSTART 在芯片內(nèi)與誤差放大器的輸出相接，當誤差放大器的輸出電壓低于 SOFTSTART 的電壓時，誤差放大器的輸出電壓被鉗位在 SOFTSTART 的電壓值。 (5)誤差放大器和軟起動 誤差放大器實際上是一個運算放大器，在電壓型調(diào)節(jié)方式中，其同相端 E/A+(pin 4)一般接基準電壓，反相端 E/A(pin 3)一般接輸出反饋電壓。 RAMP 是 PWM 比較器的一個輸入端，其另一輸入端是誤差放大器的輸出端。 (4)鋸齒波 斜率設(shè)置腳 SLOPE(pin l8)與 Vx(5V基準電壓 Vref與 Vin工作電壓 )之間接一個電阻 RSlOPE ，為鋸齒波腳 RAMP(pin 19)提供一個電流為 Vx/RSlOPE 的恒流源。 (2)基準電源 UC3875 提供一個 5V 精密基準電壓源 Vref(pin 1)，可為外部電路提供大約 60mA 的電流，該電壓在 Vin 欠壓鎖定時消失。 Vin 設(shè)有欠壓鎖定輸出功能 (簡稱 UVLO)，其門檻電壓為 10． 75V，當電壓低于門檻電壓，輸出級全部被封鎖，當 Vin 電壓高于門檻電壓，輸出級才會開啟。其內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如圖 1 所示。頻率設(shè)置端（ FREQSET）的振蕩電容 (Cf)，基準電壓（ VREF）端的旁路電容和 VIN 的旁路電容以及 RAMP 端斜波電容 (CR)都應(yīng)就近可靠地接于信號地。 管腳 19 為斜波端，該腳是 PWM 比較器的一個輸入端，可通過一個電容 CR 連接到地，電壓以下式陡度建立： R A M PSL P O EX CR VdTdV ?? 該腳可通過很少的器件實現(xiàn)電流方式控制，同時提供陡度補償。該腳也可使其同步工作于外部燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計（論文） 32 時鐘頻率，但外部時鐘頻率需大于芯片的時鐘頻率。 管腳 16 為頻率設(shè)置端，該腳與地之間通過一個電阻和電容來設(shè)置振蕩頻率，具體計算公式為： F R E Q SE TF R E Q SE T CRf ??4 管腳 17 為時鐘 /同步端，作為輸出，提供時鐘信號；作為輸 入，該腳提供一個同步點。 管腳 12 為電源地端。 當電源電壓超過欠壓鎖定閾值時，電源電流（ IIN）從 100μA猛增到 20mA。 為保證芯片正常工作，在該引腳電壓低于欠壓鎖定閾值（ ）時停止工作。該引腳應(yīng)接一個旁路電容到電源地。 管腳 1 1 8 為輸出 OUTA～ OUTD 端，該引腳為 2A 的圖騰柱輸出，可驅(qū)動 MOSFET 和變壓器。 管腳 6 為軟起動端，當輸入電壓（ VIN）低于欠壓鎖定閾值（ ）時，該引腳保持地電平，當 VIN 正常時該引腳通過內(nèi)部 9μA電流源上升到，如果出現(xiàn)電流故障時該引腳電壓從 下降到 0V，該引腳可實 現(xiàn)過壓保護。 管腳 5 為電流檢測端，該引腳為電流故障比較器的同相輸入端，其基準設(shè)置為內(nèi)部固定 （由 VREF 分壓）。 管腳 3 為誤差放大器的反相輸入端，該引腳通常利用分壓電阻檢 測輸出電源電壓。 管腳 2 為電壓反饋增益控制端，當誤差放大器的輸出電壓低于 1V 時實現(xiàn) 0176。直到 VREF 達到 以上時才脫離欠壓鎖定狀態(tài)。 UC3875 各個管腳的使用說明 管腳 1 可輸出精確的 5V 基準電壓，其電流可以達到 60mA。 Unitrode 公司的 UC3875 芯片，它有 4 個獨立的輸出驅(qū)動端可以直接驅(qū)動四只功率 MOSFET 管，其中 OUTA 和 OUTB 相位相反， OUTC 和 OUTD第 4 章 移相全橋 DCDC 變換器控制電路設(shè)計與閉環(huán)仿真 29 相位相反，而 OUTC 和 OUTD 相對于 OUTA 和 OUTB 的相位 θ 是可調(diào)的，也正是通過調(diào)節(jié) θ 的大小來進行 PWM 控制的。 UC3875芯片的引腳簡介和功能簡介 UC3875是美國 Unitrode公司針對移相控制方案推出的 PWM控制芯片，適用于全橋變換器中驅(qū)動四個開關(guān)管，四個輸出均為圖騰柱式結(jié)構(gòu)，可以直接驅(qū)動 MOSFET 或經(jīng)過驅(qū)動電路放大，驅(qū)動大功率 MOSFET 或 IGBT。為了保證有足夠的余量實現(xiàn)可靠性，選取死區(qū)時間為 100ns?？稍O(shè) FREQSETR 為 5kΩ， FREQSETC 為 。 并且 這種設(shè)計只是針對輸入電壓恒定的情況，本課題要求輸入為200~300V,所以 有必要對系統(tǒng)進行校正，采取 閉環(huán) 控制以實現(xiàn) 穩(wěn)壓 輸出 。 v+V o lt a g e M e a s ur e m e nt 2v+V o lt a g e M e a s ur e m e nt 1v+V o lt a g e M e a s ur e m e nt123TS co p e 2S co p e 1S co p eR L 2R L 1P u l s eG e n e r a t o r 4P u l s eG e n e r a t o r 3P u l s eG e n e r a t o r 2P u l s eG e n e r a t o r 1gmDSM o s f e t 4gmDSM o s f e t 3gmDSM o s f e t 2gmDSM o s f e t 1L lkL f 2L f 1D io d e 3D io d e 2D io d e 1D io d ei+C ur r e nt M e a s ur e m e ntC f 3C f 2C4C3C2C1C 1200V燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計（論文） 26 圖 32四個開關(guān)管的驅(qū)動波形依次為 Q1,Q2,Q3,Q4 ， 圖 33高頻變壓器原邊電壓波形 第 3 章 移相全橋 DCDC 變換器的主電路設(shè)計與開環(huán)仿真 27 圖 34變換器輸出電壓隨時間變化的波形 本章小結(jié) 本章開始選取了 ZVZCS PWM DC/DC全橋變換器 的 一種拓撲 為 主電路，并對其工作原理進行分析，最后對主電路參數(shù)進行選取，并將所得參數(shù)代入仿真電路中，通過不斷的調(diào)節(jié)，最終得到所需 的 波形。之后對其進行仿真。 雖然變換器最終實現(xiàn)了雙極性輸出，但是我們可以將其變壓器副邊的全橋整流視為兩個全波整流器的并聯(lián)，只 觀察和分析 其中一 路 輸出的情況就能的到兩 路 輸出 的全部信第 3 章 移相全橋 DCDC 變換器的主電路設(shè)計與開環(huán)仿真 25 息。通過電力電子電路和電機控制系統(tǒng)的仿真，不僅展示了 MATLAB/SIMULINK 的強大功能，并且可以有效的學(xué)習(xí)控制系統(tǒng)仿真的方法和技巧，研究電路和系統(tǒng)的原理和性能。在 SIMULINK 平臺上，仿真模型的可讀性很強，這就避免了在 MATLAB 窗口使用 MATLAB命令和函數(shù)仿真時，需要熟悉記憶大量 M 函數(shù)的麻煩。 SIMULINK 為MATLAB 提供了各種仿真工具，尤其是它不斷擴展的、內(nèi)容豐富的模塊庫，為系統(tǒng)的仿真提供了極大便利。 MATLAB 是 Matrix Laboratory (矩陣實驗室 )的縮寫，這是一種以矩陣為基礎(chǔ)的交互式程序計算語言。 (4)開關(guān)管的選擇 MOSFET 選用 IRF450， Vdss=500V,Cds=300pF。 燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計（論文） 24 (3)輸出濾波電容 輸出濾波電容的容量與電源對輸出電壓峰峰值oppV?的要求有關(guān)，可有下式來計算輸出濾波電容的電容量fC 61 7 .3 1 08fLsCFRf?? ?? ? ? (38) 其中 δ 取 ， γ 取 。 考慮到各種損耗，可將變比 K 取得大一些， 取 1:3 。 整流二極管兩端壓降為 ，濾波電感兩端壓降為 。為了在任意輸出電壓時能夠輸出所要求的電壓 ，變壓器的變比應(yīng)按最低輸入電壓 Vin(min)選擇。425V， Po=10000W， ? =90%， fs=20kHz， 輸出電壓穩(wěn)定度： 177。該方案不含飽和電感，輔助開關(guān)，不產(chǎn)生大的環(huán)流，沒有額外的箝位電路，這是因為，副邊整流電壓被箝位于箝位電容電壓與輸出電壓之和（抑制二極管上的電壓尖峰）。 燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計（論文） 22 第 3章 移相 全橋 DCDC變換器的 主電路 設(shè)計 與開環(huán)仿真 主電路拓撲選擇 主電路拓撲選擇副邊利用簡單輔助電路的箝位的 FBZVZCSPWM變換器變壓器副邊接為雙極性輸出，兩路輸出的工作情況相似，一般只分析一路的情況。 變換器負載的傳遞函數(shù)為 1() 1/okZs sC R? ? (231) 本章首先介紹了移相全橋變換器的基本拓撲結(jié)構(gòu)和控制策略，并分析了其實現(xiàn)軟開關(guān)的工作過程。 (1)輸出濾波器的傳遞函數(shù)為： 211oH Ls LC s R? ?? (225) 設(shè) 2 1Lf s LC s R? ? ? ?， 則輸出濾波器的輸入阻抗為： 1f RfZ sRC?? ? (226) 輸出濾波器的輸出阻抗為： n sLZ f?? (227) (2)控制 d 對輸出電壓 oV 的傳遞函數(shù) vdG ： 當不考慮輸入電壓變化量 ^inV 時，即 ^ 0inV ? 時， ^ ^ ^ino ioV nV d d H???????? (228) 則由公式 （ 225） 可導(dǎo)出： 第 2 章 移相全橋 DCDC 變換器的工作原理 21 ? ? ? ?^^^ 20()/1ino invdVnVVsGss L C sL Rds ??? ?? (229) 上式即為移相全當橋 ZVS 變換器的輸出電壓對輸入占空 比的傳遞函數(shù)。移相全橋變換器小信號模型中顯示 BUCK 變換器模型是移相 PWM 模型的特例。 ^ ^ ^ ^off vid d d d? ? ? (225) 燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計（論文） 20 ^id , ^vd 的作用由兩個受控源來表示， ^d 的作用由兩個獨立源來表示。 (2) 濾波電感電流擾動 ^Li 對 offD 的影響 ^id ^^d Li inRdinV?? (222) 這里 24d lk sR n L f? ，負號表示在原邊占空比保持不變的情況下，如果濾波電感電流增加， offd 將減小，從而降低輸出電壓，這種影響等效于一個電流負反饋作用。 下面通過式 (219)來分析對offD產(chǎn)生影響的因素。這些影響可以加入到 PWM BUCK 變換器的小信號電路模型中，從而獲得移相全橋 PWM 變換器的小信號模型。 根據(jù)移相全橋 PWM DC/DC 變換器源于 BUCK 變換器的事實，從電路工作的描述中可以看出變壓器副邊的有效占空比 ^off off offd D d??，不僅依靠變壓器原邊電壓的占空比 d 而且依靠輸出濾波電感電流 Li ，漏感 lkL ，輸入電壓 inV 和開關(guān) 頻率 sf ，所以移相全橋變換器小信號傳遞函數(shù)也將取決于漏感 lkL ，開關(guān)頻率 sf ，濾波電感電流擾動 ^Li ，輸入電壓擾動 ^inV ，與變壓器原邊占空比擾動 ^d 等因素。 一般建立 DC/ DC 變換器的小信號模型的方法是狀態(tài)空間平均法，但對燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計（論文） 18 于移相全橋 PWM DC/DC 變換器來說，用狀態(tài)空間平均法建模是一項十分復(fù)雜的工作。在 6t 時刻， 3Q 關(guān)斷，移相全橋變換器開始另半個周期的工作，其工作過程類似于上述的半個周期?；芈贩匠虨椋? pr indiLVdt ?? (217) 解得 ? ? 4()inp rVi t t tL? ? ? (218) 到 t5時刻，原邊電流達到折算到原邊的負載電流值時，該開關(guān)模態(tài)結(jié)束。原副邊的電流回路如圖 212所示。 (6) 開關(guān)模態(tài) 5， 45[ , ]tt 原邊電流由正值過零，并且向負方向增加，此時 2Q ， 3Q 為原邊電流提供通路。從而結(jié)束這一時間段。由于副邊兩