【正文】 但又不是固定其中一個橋臂始終為低頻 (輸出基頻 )，另一個橋臂始終為高頻（載波頻率 )，而是每半個輸出電壓周期切換工作，即同一個橋臂在前半個周期工作在低頻， 而在后半周則工作在高頻，這。 脈寬調(diào)制的方法有很多，分類的方法也沒有統(tǒng)一。 SPWM 調(diào)制方法 理論上講，各段矩形脈沖的寬度是可以計算出來作為控制逆變電路開關(guān)元件通斷的依據(jù)，但計算過程十分繁瑣。一般來說，采用微機處理器產(chǎn)生 SPWM 信號，可以使調(diào)制度大于 1。這就要求正弦調(diào)制波幅值不能超過三角載波的峰值，并用調(diào)制度描述這一關(guān)系： corrterVVM sin? （ 54） 式中： sinV —— 正弦調(diào)制波幅值； corrterV — — 三角載波的峰值。 SPWM 技術(shù)的基本原理是以正弦波作為調(diào)制波去調(diào)制三角載波，由它們的交點確定逆變器的開關(guān)模式，使逆變器輸出寬度按正弦規(guī)律變化的電壓脈沖陣列。 SPWM 的約束條件 根據(jù) SPWM 的特點，逆變器主電路的功率開關(guān)器件的開關(guān)特性和頻率以及SPWM 參數(shù)的選取對逆變器的性能有很大影響。 c) 等效面積法 把一個正弦半波分為 N 等分，每一等分的正弦曲線玉橫軸所包圍的面積都用一個與此面積相同的等高矩形脈沖代替，矩形脈沖的中點與正弦波每一等分的中點重合，這樣，由 N 個等幅而不等寬的矩形脈沖所構(gòu)成的波形就與正弦半波等效。 不對稱規(guī)則采樣法采樣形成的階梯波比對稱規(guī)則采樣形成的階梯波更接近于正弦波，脈寬調(diào)制的結(jié)果更接近于自然采樣法，逆變器輸出電壓基波分量更大。 圖 52 對稱規(guī)則采樣法 圖 53 不對稱采樣法 不對稱規(guī)則采樣法 如果既在三角波的頂點時刻又在三角波德底點時刻對正弦波進行采樣，這樣就形成一個等效階梯波，再將等效階梯波與三角波相交以確定脈沖寬度，所得到的脈沖寬度在一個載波周期內(nèi)是不對稱的，此方法稱為不對稱規(guī)則采樣法。 pt 39。 為 ： )s i n1(4)(2139。可以看出，用 這種規(guī)則采樣法所得到的脈沖寬度 pt 和用自然采樣法所得到的脈沖 寬度非常接近。根據(jù)采樣點選擇的不同，可分為對稱和不對稱規(guī)則采樣法。但是這種方法計算量過大，因而在工程上實際使用并不多，規(guī)則采樣法是一種應(yīng)用較廣的工程使用方法，它的效果接近自然采樣法，但計算量卻比自然采樣法小得多。但由于三角波與正弦波交點有任意性，脈沖中心在一個周期內(nèi)不等距，從而脈寬表達式是一個超越方程， 計算繁瑣，難以實時控制，用查表法將占用大量內(nèi)存，調(diào)速范圍有限，一般不采用。正弦波在不同相位角時其值不同，因而與三角波相交所得的脈沖寬度也不同。 利用微機或單片機的實時處理能力，出現(xiàn)了多種生成 SPWM 波的方法，如采樣法、直接面積等效法等。但這種模擬電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，難以實現(xiàn)精確的控制。 SPWM 波形生成方法的分析 SPWM 控制方式就是對逆變電路功率器件的通斷進行控制，使輸出端得到一系列幅值相等而寬度不相等的脈沖，用這些脈沖來代替正弦波。這種電路通常稱 PWM(Pulse Width Modulation)型逆變電路。 實際應(yīng)用中，很 多電力電子負載都要求逆變電路的輸出電壓、電流以及頻率能夠得到有效、靈活的控制，以滿足它們的工作要求，而一般的電壓型或電流型逆變電路輸出的電壓或電流為矩形波，諧波分量很大，造成功率因數(shù)降低，特別是頻率很低時，轉(zhuǎn)矩脈動嚴(yán)重，甚至不能工作。如果把各輸出波形用傅立葉變換分析，則其低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異。當(dāng)各脈沖的幅值相等，而寬度是按照正弦規(guī)律變化的 PWM 波形稱為 SPWM 波形。 PWM 波形可分為等幅 PWM 波和不等幅 PWM 波兩種。下面對 PWM 控制方式的原理和調(diào)制方法進行簡單的介紹。變頻器的調(diào)制方式可以分為 PAM 控制方式、PWM 控制方式和高載頻 PWM 控制方式。 + 5 V T L P 5 2 1 1?K10o c 11 31 4S P W M 1V IV I NO V C UV R 1V O U TV C CV E E15463 0 VM U R 4 1 0 0 E5 V1 2 V1 8 VC 1G 1E 1?258+ 5 V+ 1 5 V 1 0 V 圖 45 M57962L 驅(qū)動電路示意圖 5 逆變器控制系統(tǒng)的設(shè)計 從系統(tǒng) 框圖可以看出，該變頻電源的控制電路主要由以下幾個部分構(gòu)成：控制電源、單片機、 PWM 脈沖信號產(chǎn)生電路等部分。電阻 R的作用是使柵極積累電荷泄放，其阻值可取 ? ；兩個反向串聯(lián)的穩(wěn)壓二極管 V V2 是為了防止柵源電壓尖峰損壞 IGBT。二極管應(yīng)選用正向過渡電壓低、逆向恢復(fù)時間短的軟特性緩沖二極管。電容選得大一些，對浪涌尖峰電壓的抑制好一些，但過大會受到放電時間的限制。本文中采用吸收電路，吸收回路的作用是：當(dāng) IGBT 關(guān)斷時，吸收電感中釋放的能量，以降低關(guān)斷過電壓。 過壓保護 IGBT 在由導(dǎo)通狀態(tài)關(guān)斷時，電流 I 突然變小，由于電路中的雜散電感將在IGBT 的 C、 E 端產(chǎn)生很高的浪涌尖峰電壓，加上 IGBT 的耐過壓能力較差，這樣會使 IGBT 擊穿。 過流保護 生產(chǎn)廠家對 IGBT 提供的安全工作區(qū)有嚴(yán)格的限制條件，且 IGBT 承受過電流的時間僅為幾微秒，耐過流量小，因此使用 IGBT 首要注意的是過流保護。 IGBT 保護電路 在實際使用中，由于 IGBT 的耐壓能力和耐過流能力較差，一旦出現(xiàn)以外就會使其損壞，為此，必須對 IGBT 進行相關(guān)保護。 采用 M57962L 有以下幾個特點： a)采用光耦實現(xiàn)電氣隔離 ，光耦是快速型的，適合高頻開關(guān)運行，光耦的原邊已串聯(lián)限流電阻，可將 5V 的電壓直接加到輸入端； b)采用雙電源驅(qū)動技術(shù)，使輸出負柵壓比較高。 IGBT 正常時，輸入信號經(jīng)光耦合接口電路，再經(jīng)驅(qū)動級功率放大后驅(qū)動 IGBT。 M57962L 工作原理 M57962L 的工作原理如下：當(dāng)電源接通后，首先自檢，檢測 IGBT 是否過載或短路。 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 13 14 圖 42 引腳排列框圖 各引腳的功能如下： 1 腳 (DEF)：檢測輸入； 4 腳 (VCC)：正電源； 5 腳 (OUT)：輸出腳； 6腳 (VEE)：負電源； 8 腳 (FOUT)：過載 /短路指示輸出； 13腳 (IN)：輸入腳； 14腳 (VIN)：輸入級電源 1 12 均為空腳（但前面 5 個引腳不允許隨意連接任何電極。 1 41 31586光 耦 合 器連 接電 路檢 測 電 路定 時 復(fù) 位電 路門 關(guān) 斷 電路檢 測輸 入故 障輸 出V E EV O U T 圖 41 M57962L 內(nèi)部結(jié)構(gòu)方框圖 引腳排列及主要性能參數(shù) M57962L 驅(qū)動器的印刷電路及外殼用壞氧樹脂封裝，共有 14根引腳，其中 1 12腳為空腳，其外型與引腳排列如圖 42 所示。 M57962L驅(qū)動電路的簡介 在本系統(tǒng)的逆變裝置中，使用了日本三菱公司的驅(qū)動模塊 M57962L，它由光電耦合器、接口電路、檢測電路、定時復(fù)位電路以及關(guān)斷電路等組成。若是按照傳統(tǒng)的逆變電路的驅(qū)動電路來 實現(xiàn)，并且要求驅(qū)動電路的供電電源要彼此隔離，這無疑增加了硬件電路的設(shè)計困難，降低了逆變電路的可靠性。IGBT 的開通和關(guān)斷是通過柵極電路的充放電來實現(xiàn)的，因此柵極電容的充放電較快，從而減小開關(guān)時間和開關(guān)損耗。為保 證 IGBT 在集電極 — 發(fā)射極電壓上出現(xiàn) dtdu/ 噪聲時仍保持關(guān)斷，必須在柵極上施加一個反向關(guān)斷偏壓，一般反向偏壓取 5V～ 15V。在任何情況下，開通時的柵極驅(qū)動電壓應(yīng)該在 12V～ 20V 之間。這樣算出的電容是最小值，考慮到實際要求，選擇適合的輸出濾波電容。 fL fCoi ou 圖 35 輸出濾波電路圖 a)輸出濾波電感參數(shù)計算 電感的選取應(yīng)保證直到輸出最小規(guī)定電流（通常為額定電流的 1/10）時，電感電流也要保持連續(xù)，其臨界情況是在一個開關(guān)周期的最后時間電感電流剛好下降到零，此時的直流電流應(yīng)等于該種情況電感電流峰值時的一半。采 用 電容濾波電路可以得到脈動性很小的直流電壓。在本系統(tǒng)的電路中采用電容濾波電路，將濾波電容 C 直接并聯(lián)在橋式整流電路后。為了減少其交流成分，通常在整流電路后接有濾波電路。像這種在 ru 的半個周期內(nèi)三角波載波只在正極性或負極性一種機型范圍內(nèi)變化，所得到的 PWM波形也只在單個極性范圍變化的控制方式稱為單極性 PWM 控制方式。這樣，就得到了 SPWM 波形 ou 。在 ru 的正半周， V1 保持通態(tài)， V2 保持?jǐn)鄳B(tài)，當(dāng) ru cu 時使 V4 導(dǎo)通， V3 關(guān)斷， ou = dU ；當(dāng) ru cu 時使使 V4關(guān)斷， V3 導(dǎo)通， ou =0。調(diào)制信號 ru 為正弦波，載波 cu 在 ru 的正半周為正極性的三角波，在 ru 的負半周為負極性的三角波。同樣，在 ou 的負半周，讓 V2 保持通態(tài)， V1 保持?jǐn)鄳B(tài)，V3和 V4交替通斷，負載電壓 ou 可以得到 dU 和零兩種電平。在負載電流為負的區(qū)間，仍為 V1 和 V4 導(dǎo)通時，因 oi 為負，故 oi 實際上從 VD1和 VD4流 過，仍有 ou = dU ； V4 關(guān)斷， V3 開通后， oi 從 V3 和 VD1 續(xù)流， ou =0。由于負載電流比電壓滯后，因此在電壓正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負。 設(shè)負載為阻感負載，工作時 V1和 V2的通斷狀態(tài)互補， V3和 V4的通斷狀態(tài)也互補。 單相全橋式正弦波逆變電路部分如圖 33 所示，其中 dcV 為單相整流濾波后輸出的直流電壓， A、 B 兩端電壓 UAB 為逆變后未經(jīng)濾波的電壓， C、 D 兩端電壓UC為 LC 濾波后的輸出電壓， fL 、 fC 分別為濾波電感、濾波電容。額定電流 eI 根據(jù)管子電流等級按 10A 選取。 IGBT 的額定電流 eI 是 25℃條件下的額定值： eI = 9 6 9 ???? I A。而 IGBT 的額定電壓epU 實際選取中要比 Up 大一些。除了滿足上述的性能指標(biāo)外，還有兩個關(guān)鍵的因素，第一個因素是 在關(guān)斷時，包括任何被要求的過載條件下，集電極峰值電流必須處在開關(guān)安全工作區(qū)內(nèi)（即小于兩倍的額定電流 IC ）；第二個因素是 IGBT 的額定結(jié)溫必須始終保在 (max)jT （ 125℃或者 150℃）以下。 在實際選用 IGBT 時，要考慮額定電流和額定電壓，電流要根據(jù)實際電路中最大額定電流等因素。 IGBT 通過周期性的導(dǎo)通和關(guān)斷對電源的輸出進行控制，從而得到所期望的電源的外特性和動特性。電壓控制型器件應(yīng)用較多的有 MOSFET、IGBT 等，其特點是：開關(guān)頻率較高，輸入阻抗高，控制功率小，驅(qū)動電路簡單，且工作溫度跨度大，抗輻射能力強，但是導(dǎo)通壓降比電流控制型高， 導(dǎo)通損耗較大。 直 — 交部分 功率器件的選擇 目前，普遍使用的電力開關(guān)功率管主要有電流控制型和電壓控制型器件。一般取 RC? （ 3～ 5） T/2 （ T 為電源交流電壓的周期），由此確定濾波電容的容量為 200 F? 。 當(dāng) RC 的值選擇適當(dāng)，且整流內(nèi)阻較小時，整流輸出電壓約為 ～ 輸入電壓。但是如果不能合理地選擇濾波電容 C的值，濾波電容 C過大會存在以下問題：a)體積大、投資大、性能價格比低； b)在接通電路的瞬間，電路中的沖擊電流大，易使元器件損壞； c)電路的過渡過程變長，閑置了整個系統(tǒng)的快速性。 b)輸入濾波電容的參數(shù)計算 在許多文獻中，對于濾波電容 C 的選取，使用經(jīng)驗公式，并認為濾波電容 C越大越好。 在單相橋式整流電路中，每個整流二極管只導(dǎo)通半個周期。 按 最 大 輸 入 電 壓 計 算 整 流 橋 二 極 管 耐 壓 值 ， 所 以%)51( a x ????? VU d V。反過來說，流過某個二極管的電流 VDi 只是兩個波頭中的一個，故其平均值為 2/2/ RdVD III ?? (313) 主要參數(shù)設(shè)計 a)二極管參數(shù)設(shè)計 通常，整流二極管的選取取決于它的電壓應(yīng)力與電流應(yīng)力。重載時， R 很小，電容放電很快，幾乎失去貯能作用，隨負載加重 du 逐漸趨近于 ，即趨近于接近電阻負載時的特性。 整流電壓平均值 du 可根據(jù)前述波形及有關(guān)計算公式推導(dǎo)得出，但推導(dǎo)繁瑣，故此外直接給出 du 與輸出到負載的電流平均值 IR 之間的關(guān)系如圖 32 所示。據(jù)此即可確定 ? 。 VD1 和 VD4 的關(guān)斷時刻，從物理意義上講，就是兩個電壓下降速度相等的時刻，一個是電源電壓的下降速度 )(/2 tddu ? ，另一個是假設(shè)二極管 VD1 和 VD4 關(guān)斷而電容開始單獨向電阻放電時電壓的下降速度pd tddu )(/ ?（下標(biāo)表示假設(shè)）。顯然，在 2u 達到峰值之前， VD1 和 VD4 是不會關(guān)斷的。顯然 ?和 ? 僅由乘積 RC? 決定。將 0)( ??di 代入上式中（ 15），得