【正文】 onen, “Limitation of the load angle in a directtorquecontrolled synchronous machine drive,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 51, no. 4, pp. 793–798, Aug. 2004.[27] R. Ortega, N. Barabanov, and G. E. Valderrama, “Direct torque control of induction motors: stability analysis and performance improvement,” IEEE Trans. Automat. Contr.,vol. 46, no. 8, pp. 1209–1222, Aug. 2001.附錄5 外文原文Direct Torque Control of Permanent Magnet Synchronous Motors – An OverviewThomas J. Vyncke, Ren180。onen, M. Niemel168。onen, “Estimation of the flux linkage in adirecttorquecontrolled drive,” IEEE Trans. ., vol. 50, no. 2, pp. 283–287,Apr. 2003.[22] V. Comnac, M. Cernat, F. Moldoveanu, and I. Draghici, “Sensorless speed and direct torque control of surface permanent magnet synchronous machines using an extended kalman filter,” in Conf. Proc. 9th Mediterranean Conference on Control andAutomation (MED’01), Dubrovnik, Croatia, June 27–29, 2001, p. 6.[23] A. Ameur, “Commande sans capteur de vitesse par DTC d’une machine synchrone`a aimants permanents dote180。etif, X. LinShi, and S. Arnalte, “Direct stator flux linkage control technique for a permanent magnet synchronous machine,” in Conf. Rec. IEEE 34thAnnual Power Electronics Specialists Conference (PESC’03), vol. 1, June 15–19, 2003,pp. 246–250.[17] M. Pacas and J. Weber, “Predictive direct torque control for the PM synchronous machine,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 52, no. 5, pp. 1350–1356, Oct. 2005.[18] Z. Xu and M. F. Rahman, “A variable structure torque and flux controller for a DTC IPM synchronous motor drive,” in Conf. Rec. IEEE 35th Annual Power Electronics Specialists Conference (PESC’04), vol. 1, Aachen, Germany, June 20–25,2004, pp. 445–450.[19] M. F. Rahman, M. E. Haque, L. Tang, and L. Zhong, “Problems associated with the direct torque control of an interior permanentmagnet synchronous motor drive and their remedies,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 51, no. 4, pp. 799–809, Aug. 2004.[20] L. Tang and M. F. Rahman, “A novel proportionalintegral (PI) stator resistance estimator for a direct torque controlled interior permanent magnet synchronous machine drive,” in Conf. Proc. IEEE International Electric Machines and Drives Conference(IEMDC’03), vol. 1, June 1–4, 2003, pp. 382–388.[21] J. Luukko, M. Niemel168。致謝Thomas Vyncke 的這個研究是由根特大學特別研究基金的博士學位補助贊助的。為此，也討論了一些初始轉子位置估計技術。討論了可能的估計技術。在每一個主要類別中有變化電壓的選擇，并產生電壓矢量。這樣可以觀察重大轉矩和定子磁鏈紋波。首先，基于直接轉矩控制的開關表簡單易于實現。7 結論本文概述了現有的永磁同步電動機直接轉矩控制的實現方法。文獻【27】給出了異步電機直接轉矩控制的穩(wěn)態(tài)機制的數學分析并用它理解直接轉矩控制的觀察行為。兩者都是基于控制負載角。如果直接轉矩控制器通過增加負載角來增加轉矩，轉矩會進一步減少從而造成不穩(wěn)定。但是，盡管有由于最大的轉矩特性帶來的不穩(wěn)定這一事實，除了文獻【26】，穩(wěn)定的直接轉矩控制的永磁同步電動機驅動器還沒有許多研究。結合于直接轉矩控制的研究計劃，最適當的開關戰(zhàn)略研究在進行。傳感器位置估計除了直接轉矩控制的永磁同步電動機外還有其它的應用。6 將來研究飽和度和參數估計誤差對直接轉矩控制的永磁同步電動機性能，尤其是對模型估計和控制器的影響要考慮。 對于非凸極式永磁同步電動機，初始轉子位置的無傳感器估計更加困難。飽和定子電流影響磁場極方向。文獻【19】和【24】討論了一種估計永磁同步電動機初始位置的技術。5 初始轉子位置估計正如第二部分提到的，在直接轉矩控制驅動中必須知道初始轉子位置，因為它需要初步估計定子磁鏈。文獻【22】講述了估計定子磁鏈的延伸方法卡爾曼濾波，其中估計了永磁同步電動機的機械狀態(tài)。交流中提取一部分，用于過濾和估計定子磁鏈。盡管依賴在和上的電流給定，飽和度的影響在這個方法中可以不考慮.文獻[21]介紹了另一種定子磁鏈的估計方法。它是基于電阻和電流變化的關系的，它允許PI 控制器來更正定子電阻。錯誤的電阻值將會在方程（3）中產生較大的誤差?；陔妷悍匠探M的定子磁鏈估計的另一個問題是定子電阻變化。每一個低通濾波器都有一個傳輸特性，其中為濾波時間， 為信號頻率。文獻【19】提出了一些補償技術并進行了簡短地概括。唯一需要的電機參數是定子電阻。這樣的定子磁鏈矢量的估計對于直接轉矩驅動的正確操作是十分重要的。變結構控制的計算使得驅動器性能更加依賴于電機參數。通過SVM 這個電壓矢量就實現了。4）變結構控制：文獻【18】中提出了基于永磁同步電動機的變結構直接轉矩控制，其中提出了滑動面和電壓源換流器。很顯然，在這個方法中電機參數的依賴性要比基本的直接轉矩控制大。電壓矢量和開關時間的選擇是根據每次采樣間隔初始時的估測轉矩和磁通決定的。在恒定的開關時間間隔，一個合適的電壓矢量的應用所需的時間可以滿足紋波段的邊界計算，其余的時間間隔采用零電壓矢量從而可以減少紋波。利用永磁同步電動機的有關方程，在某一特定的時間內計算轉矩的軌跡是可能的。建議采用一個位置傳感器。這個方法控制負載角和定子磁鏈的振幅。定子磁場定向控制：正如文獻[16]中所講的定子磁鏈控制的永磁同步電動機與先前的電壓矢量直接轉矩控制方法聯系在一起。文獻【14】【15】中提出了地紋波和固定開關頻率的獲得方法。估計的定子磁鏈位置，從PI 控制器得到的負載角校正和參考磁通的幅值用來計算給定的磁通矢量。然而這種方法采用了運動狀態(tài)傳感器。根據（3），使用預算控制器來計算帶有測量電流、實際電流和給定磁通的信號所需的電壓矢量極坐標。1）帶有閉環(huán)轉矩控制的電壓矢量直接轉矩控制：圖3 給出了這種類型的典型方法。此外，利用SVM 可以改進開關狀態(tài)表直接轉矩控制的一些其它的缺點，例如違反極性的一致性規(guī)則，由于扇區(qū)改變造成的高采樣頻率數字實現的比較和扭曲。B 固定開關頻率直接轉矩控制為了進一步消除轉矩和定子磁鏈脈動，并獲得固定開關頻率，可以在下一個切換時間間隔內使用一個永磁同步電動機的模型來計算最合適的電壓矢量。缺點是開關電源的需要增加了系統(tǒng)的成本、復雜性和開關損耗。一旦達到轉矩給定值，就會使用包含電壓矢量的開關表，而且也不在需要編碼器了。在啟動階段，SVM 用來產生最佳的電壓矢量，這個電壓矢量能產生最快的轉矩。不過，在某些操作條件下也可能使用混合算法產生更多的電壓矢量。這樣就可以實現較低的轉矩脈動。在文獻【11】中，提出了一種通過利用基于三電平的24 個電壓矢量的空間矢量調制方法。然而徑向和切向的矢量和理想的組成一樣是不可能的。紋波可以通過使用更多不同的電壓矢量來減弱。在所有這些參考磁通生成方法中都需要離線計算來查找給定定子磁鏈。在文獻【9】討論了基于開關表直接轉矩控制的單位磁通下的最大轉矩方法。通過改變定子磁鏈給定值來增加單位安培下的轉矩或減弱驅動器的操作是可實現的。這個方法適用于永磁同步電動機。這個基本上降低了轉矩偏差到一個正常的遲滯比較。由于一階濾波器的穩(wěn)態(tài)輸出與初始條件無關，這將產生良好的結果，但是不是在驅動器的啟動階段。文獻【6】中已經在永磁同步電動機中實現了這個方法，與文獻【1】中在異步電機中采用的開關表是一樣的。開關表的輸入由偏差值和以及帶有定子磁通矢量的扇區(qū)號。定子磁鏈的瞬時偏差有兩個可以選擇的值（1 和1），而瞬時轉矩偏差有三個可以選擇值（1，0 和1）。 開關表直接轉矩控制基本的開關表直接轉矩控制：原來的直接轉矩控制方法有一個滯后的定子磁鏈和轉矩。方法根據電壓矢量分布而劃分，初始定子磁鏈估計和位置傳感器的利用上也是根據電壓矢量分布而區(qū)分。在文獻【5】中提出了一種很好的直接轉矩控制的概述，但是研究的是基于異步電機的直接轉矩控制。正如【4】中所講的一樣，直接轉矩方法除了可以用來控制電磁轉矩以外，還可以控制直軸電流和無功而不是定子磁鏈。3 可能實現方法文獻中有許多不同的解決方法。然而，不像，在永磁同步電動機中定子磁鏈矢量的初始值等于0 而是決定于轉子位置。在評論的第三部分討論了不同類型的控制器。然而，不像，在永磁同步電動機中定子磁通矢量的初始值不同于零，而是取決于轉子的位置。在緒論第三節(jié)對不同類型的控制器進行了討論。最適合的電壓矢量將定子磁鏈矢量和轉矩的給定值與估計值之間的瞬時誤差最小化。從（4）中可以看出，徑向電壓矢量決定定子磁鏈的幅值，而切向電壓矢量決定電子磁鏈矢量的旋轉速度和負載角。定子磁通矢量可由下式計算：在上式中代表定子電阻， 和分別代表定子電壓矢量和定子電流矢量。方程1 適用于面貼式永磁同步電動機，它的直軸定子電感小于交軸定子電感，對于永磁同步電動機， 等于，方程1 變?yōu)椋簭姆匠? 和2 可以得出，在定子磁鏈一定的情況下，轉矩由負載角決定。2 永磁同步電動機直接轉矩控制的原理忽略脈動轉矩，永磁同步電動機的穩(wěn)態(tài)電磁轉矩T 可以寫成:其中表示負載角，如圖1 所示，負載角的定義是指定子磁鏈矢量s和永磁磁鏈矢量之間的夾角。第四節(jié)和第五節(jié)討論了實施方法中的問題。這篇文章給出了在這個領域中的研究綜述。在90 年代末，出現了一種把直接轉矩控制和永磁同步電動機的優(yōu)勢結合的理念應用到充滿生機的驅動器中的文章。直接轉矩控制的異步電機具有作為計算固定參考系的內在的運動狀態(tài)傳感器。這一領域的方向創(chuàng)造需要一個位置傳感器，從而降低了驅動器的可靠性同時增加了成本。因為這些優(yōu)勢，永磁同步電動機確實在需要快速和精確轉矩響應的高性能伺服驅動器中有很好的應用。1 緒論在各種工業(yè)應用中，如工業(yè)機器人和機床，永磁同步電動機驅動器已經取代了傳統(tǒng)的直流電機和異步電機驅動器。本文也討論了實現這些估計的技術。討論了內嵌式和面貼式的拓撲結構和算法描述。最近，已經有一些作者提出了可能實現的永磁同步電動機的直接轉矩控制。附錄3 中文譯文永磁同步電動機的矢量控制——綜述摘要——在高性能伺服應用中，最理想的方法莫過于不使用運動狀態(tài)傳感器的快速精確的轉矩控制。結合直接轉矩控制器的永磁同步電動機使用計劃為實現這一目標提供了許多機會。本文給出了一些概述，解釋了永磁同步電動機的基本原則。在這些控制計劃需要估計定子磁鏈和初始轉子位置。本文的主要目標是對已經取得的成果給出一個大綱，同時為進一步研究確定興趣點。永磁同步電動機的優(yōu)點有高轉矩/慣量比，高效率，高功率密度和高可靠性。在永磁同步電動機驅動器中，電磁轉矩通常是在一個固定在轉子上的坐標系上來間接控制定子電流元件。有人提議，異步電動機直接轉矩控制作為一種替代控制方案在過去二十年非常流行。此外，與磁場定向控制相比，采用無電流控制器和電機參數以外的定子電阻的直接轉矩控制的轉矩響應更快，參數依賴更低。在過去十年中，一些作者已經提出了將直接轉矩控制應用到永磁同步電動機的方法。第三部分給出了內嵌式和面貼式的永磁同步電動機的可能實施方法。第六部分總結了進一步研究的發(fā)展方向。代表極對數。如圖1 所示，一個兩電平三相電壓源逆變器可以產生8 個電壓矢量，六個有效矢量和兩個零矢量。當定子電阻被忽略時，定子磁鏈矢