【正文】 謹以此文獻給所有關心、支持、鞭策和幫助過我的師長、親人和朋友們！。在此向幾位老師表示感謝，祝他們事業(yè)一帆風順。感謝他們在四年大學生涯中所給予我學習、生活上的幫助。從論文的選題、課題研究到論文的撰寫、修改的全過程中顧老師給予了我全面的指導和無微不至的關懷。衷心感謝我的指導老師顧濟華老師。由于時間與水平所限，這個課題的研究盡管取得了一些的成果，但很多工作做得不夠細，比如平均電流不恒定，存在電流擾動等，還需要進一步開展研究。效率高達90%以上，可以把整個驅動電路集成在緊湊的 IC 板上，減輕了對散熱問題的擔憂。本文介紹了白光 LED 的發(fā)展背景和意義以及發(fā)展簡介和發(fā)光原理；對白光 LED 的連接方式進行了分析和比較；分析研究了白光 LED 恒流驅動的各種模式，重點闡述了開關電源 Buck 拓撲的基本工作原理，詳細分析了 PWM 調制型開關電源電流控制模式和電壓控制模式的優(yōu)缺點；綜合考慮設計簡單、低電流消耗、高效率、短路保護、開路LED 保護和高調光比（ PWM 調光）等要求，提出了一種用 PWM 調制型 Buck 模式開關電源恒流驅動電路驅動大功率白光 LED 的設計電路。要控制 LED 的亮度，驅動器必須提供準確恒定的平均電流。這一點減少了所有電源組件的散熱需求，從而可以把整個驅動電路集成在緊湊的 IC 板上，組成一個占板面積非常緊湊的封裝方案。較高的 DC/DC 轉換器開關頻率也可提供較高的PWM 調光比。圖 44 開關頻率與 RT 的關系PWM 調光的頻率應為 100Hz 或更高，這里采用的是 120Hz，如圖 45 所示，可實現(xiàn) 1000：1 的高調光比。調光是通過改變占空比來實現(xiàn)的。在 PWM 調光中，亮度是通過以某種恒定頻率來接通和關斷 LED 進行控制的。PWM 調光顯然要比模擬調光復雜，但它具有一個重要的優(yōu)點，即：PWM 調光保持了相同的 LED 彩色（這與亮度無關） ，而當采用模擬調光時，LED 的發(fā)光顏色會發(fā)生變化。LED 串的亮度可以簡單地通過降低流經 LED 的電流來減弱。開關頻率應為100Hz 或更高，這樣普通人眼在低照度條件下（此時照明燈將很有可能處于工作狀態(tài)）就不會察覺到它。這里選擇C 3=。適當?shù)脑龃筝敵鲭娙菘梢砸种聘嗟募y波。軟啟動的時間和外接電容的關系為： (44)*210VTCSuA?。實現(xiàn)短路保護功能，保護電路中的功率元件。2uA 和 20mV 為該引腳的靜態(tài)電流和電壓。 CTRL 引腳與 VREL 引腳相連，穩(wěn)定工作時 ISP和 ISN 引腳之間的電壓差為 100mV，所以通過 LED 的正向電流為： (41)??引腳用來關閉整個驅動電路，當該引腳電壓下降到 以下SHN/UO時，即 (42)*MkVVin???驅動電路關閉。本設計采用PWM 模式Buck型開關電源，輸入電壓為1540V， ，驅動一串大功率白光LED ，具有 1000:1的恒定彩色條件下的高調光比（PWM調光） 、低電流消耗、高效率、短路保護和開路LED保護等功能。 設計電路與白熾燈、熒光燈和高壓鈉燈首選的高壓AC電源不同，LED一般使用電壓低得多的DC電壓源，根據(jù)應用和LED配置的不同，電壓范圍一般從僅為8V~72V 。在PWMOUT引腳驅動一個斷開NFET情況下，LED負載與GND斷開，以達到過電流保護的功能。此功能提供了一個狀態(tài)指示（顯示負載可能被斷開） ，恒定電壓反饋回路開始控制開關穩(wěn)壓器。LT3755電壓反饋引腳 FB具有兩個具體的控制功能。若要完全關閉電壓回路，可將FB 連接到GND。如果FB引腳電壓比內部基準電壓低，開關電流將增加，反之，如果FB引腳電壓比基準電壓高，開關電流將減少。這些功能是為了保護電源開關以及DC/DC轉換器電源路徑中的各種外部元件。同樣，ISP /ISN共模電壓低于3V時，監(jiān)測ISP 和ISN之間的差異，以確定是否輸出短路。在導通階段SENSE引腳監(jiān)測開關電流，并且該引腳電壓不能超過100mV的電流限制閾值（典型值） 。在這種方式下，誤差放大器通過設置基準的峰值開關電流大小來調節(jié)LED 電流。通過這種周期循環(huán)，控制開關的導通時間，以調節(jié)負載的電流或電壓。在關閉階段，電感電流下降。在開關打開的時間內外部電感上的電流穩(wěn)定增加。同時內部振蕩器開始工作，打開外部功率MOSFET開關（柵極變高） 。正常工作條件下，PWM引腳為低電平時，GATE和PWMOUT引腳輸出電壓為0V ，VC引腳輸出高阻抗，通過外部補償電容來存儲先前的開關狀態(tài)，ISP和ISN引腳偏置電流降低到泄漏電流水平以下。 LT3755 工作原理LT3755是一個恒定頻率、電流模式控制器。不要讓這個引腳開路。調節(jié) VISP VISN閾值。該引腳與GND之間通過一個電容相連，一個電阻與電容串聯(lián)提供快速瞬態(tài)響應。 VC：跨導誤差放大輸出引腳，用于穩(wěn)定與一個帶有RC網(wǎng)絡的電壓回路。該管腳輸入偏置電流典型值為30μA。 3V以下時，ISN通過置GATE 為0V來達到短路電流保護。 ISN：與電流反饋電阻負端連接。 FB用于恒定電壓調節(jié)和LED 開路檢測。該引腳還具有FB 過壓條件下的保護功能。 圖42 LT3755結構框圖GATE：N 溝道FET的柵極驅動輸出引腳。此引腳與開關電流檢測電阻，R SENSE的一端與NFET的源極相連。 （或更大）的旁路電容。如果 VIN總是小于或等于7V，INTV CC直接與V IN 相連。由V IN供應，調節(jié)至7V（典型值） 。 ：關閉和欠壓檢測引腳。使用接地電阻設置頻率。在欠壓條件（檢測引腳）或限熱條件下，SS引腳復位到 GND。軟啟動間隔由一個外部電容器設置。 SS：軟啟動引腳。當PEPWM輸入再次為高電平時， 引腳將被更新。 ：該引腳需要一個外部上拉電阻。PWM有一個內部下拉電阻。PWM：開關使能、模擬和PWM調光端。這個引腳可以通過一個電阻分壓器驅動CTRL引腳。FB 引腳上以地為基準的電壓，可以用作幾項 LED 保護功能的輸入，使該轉換器可以作為恒定電壓源工作。就要求不那么苛刻的調光需求而言， CTRL 引腳可以用來提供 10:1 的模擬調光范圍。LT3755采用 3mm x 3mmQFN 封裝，可組成非常緊湊的 50W LED 驅動器解決方案。該器件具高壓側電流檢測，能夠用在升壓、降壓、降壓升壓或 SEPIC 和反激式拓撲中。LT3755 使用外部 N 溝道 MOSFET，可以用 12V 的輸入驅動多達 14 個 1A 的白光LED，提供超過 50W 的功率。 表 41 當前大功率 LED 主要驅動芯片比較產品型號 MLX10801 TLE4242G PT4115 LT3755 LM3423 AMC7150 AD8240生產公司 Melexis Infineon PowTech Linear NS ADDtek Analog恒流輸出 Y Y Y Y Y Y NPWM 調光 Y Y Y Y Y Y Y輸入電壓/V 6~28 ~42 8~30 ~40 ~75 4~40 ~27最大輸出電流 /A 1 1 1 ! 溫度保護 Y Y Y N N N N開關電源 Y N Y Y Y N N功率器件在片內 Y Y Y N N Y N故障檢測 N Y Y Y Y N N綜合考慮設計簡單、低電流消耗、高效率、短路保護、開路 LED 保護和高調光比（PWM 調光）等要求，本設計采樣 LT3755 LED 驅動芯片。同時，LED 驅動器必須提供高于 90%的效率，以最大限度減少對外部散熱器的需求并保持照明系統(tǒng)的高效率。出于這個原因，常常需要恒定頻率、電流模式 LED 驅動器拓撲。 為了確保最佳性能和長工作壽命，LED 需要一個有效的驅動電路。但是電流控制模式并不是完美無缺的，依舊存在兩個比較大的缺點：平均電流非恒定及電流擾動。電流型控制可以看作是一個受輸出電壓控制的電流源，而電流源的大小就反映了電源輸出電壓的大小，這是因為電感中電流的幅值是與直流輸出電流的平均值成比例的，因而電感的延遲作用就沒有了。由于電流控制模式特有的電流限制能力，當多臺開關電源并聯(lián)運行時，每臺電源都有獨立的電流負反饋，并聯(lián)輸出電壓有一個總的電壓負反饋控制電路，使各個電流反饋系統(tǒng)有相同的電流參考值，這樣就可以有多臺開關電源之間并聯(lián)均流，這在當今電源規(guī)格要求繁多，電子設備整機可靠性要求提高的形式下，為模塊化電源系統(tǒng)和電源冗余結構設計提供了捷徑。只要給定或者限制參考電流，就可以準確地限制流過功率開關管和電感中的最大電流，也可以有效地克服輸入電壓浪涌產生很大地尖峰電流從而損壞功率開關管等這類故障誘因。(2) 過流保護和可并聯(lián)性。而在電壓控制模式電路中，檢測電路對輸入電壓的變化沒有直接的反應，一直要等到輸出電壓發(fā)生一定的變化后才會調節(jié)脈沖寬度。圖 34 PWM 峰值電流型控制原理框圖(1) 對輸入電壓變化的響應快。從圖 34 上觀察可以發(fā)現(xiàn)，與電壓模式控制單一閉環(huán)相比，電流控制模式是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，外環(huán)由輸出電壓反饋電路形成，由電壓外環(huán)控制電流內環(huán)，即內環(huán)電流在每個開關周期內上升，直到達到電壓外環(huán)設定的誤差電壓閾值，電流內環(huán)是瞬時快速地對每個周期的脈沖電流采樣，檢測輸出電感的電流動態(tài)變化，電壓外環(huán)只負責控制輸出電壓。如果 VDC 增大，則開關導通時Vs 上升速度加快，V s 超過 Vea 所需要的時間縮短，于是 Ton 被縮短；反之 VDC 減小，則 Vs 超過 Vea 讓 PWM 控制信號翻轉所需時間更長，增加了 Ton 維持對負載提供的能量大小。與電壓控制模式不同的是，電流控制模式的 PWM 電壓比較器的輸入由電壓控制模式中的鋸齒波信號換成了對電感電流采樣值轉換成的電壓 Vs，比較器的另一端仍然是輸出電壓采樣值與參考基準的誤差放大值。因此，在 PWM 中取輸出電壓和電感電流兩種反饋信號實現(xiàn)雙環(huán)控制是符合最優(yōu)控制規(guī)律的。電流控制模式是在電壓控制模式的基礎上，增加一個電流負反饋的環(huán)節(jié)，電感電流不再是一個獨立變量，從而使開關電源變換器成為一個一階無條件的穩(wěn)定系統(tǒng)，它只有單個極點和 90 度相位滯后，從而很容易不受約束的得到大的開環(huán)增益和完善的小信號、大信號特性。 電流控制模式針對電壓控制模式的缺點，最近十幾年發(fā)展起來了電流控制模式技術。電壓控制模式的優(yōu)點是：（1）單環(huán)反饋的設計和分析比較容易進行；（2）鋸齒波振幅較大，對穩(wěn)定的調制過程可提供較好的噪聲余度；（3）低阻抗功率輸出，對多輸出電源具有較好的交互調節(jié)特性。二階系統(tǒng)是一個有條件穩(wěn)定系統(tǒng)，只有對控制電路進行精心的設計和計算后，在滿足一定的條件下，閉環(huán)系統(tǒng)方能穩(wěn)定的動作，開關電源的電流流經電感，對電壓信號有 90 度的相位延遲。??DCOonOrVT=LODConrV=從控制理論的角度分析，電壓模式控制在整個控制電路中只有一個反饋環(huán)路，是一種單環(huán)控制系統(tǒng)。在一個周期 T 內，當 Q1 開啟時，電流從 0 開始增加，則直到 Q1 關斷時電感電流為 ，Q1 關斷期間DCOon(V)I=LToff，假設經過 Tr 時間（也就是二極管 D1 導通得時間）后電感中的能量完全釋放供給負載，為保證 L 的電流在 Q1 下次導通之前已經下降到 0，則 。如果電感上的電流在下降的過程中下降至零，也就是在電感上的儲能被完全釋放，我們稱這種工作模式為不連續(xù)模式，如圖 33 所示。雖然 Io 會根據(jù)負載的變化而變化，但是整個電感電流上升和下??121I+I降的斜率卻和負載無關 [16]。當 Q1 再次導通時，D1 的電流減少，Q1 上的電流迅速增加并取代了二極管的 D1正向電流直到 D1 上的電流為零，D1 再次反偏，V1 恢復到 VDC，電感的電流開始重復前一個周期的變化過程。電感兩端的電壓極性反轉后，電感中的電流線性下降，其斜率為 。當控制信號使 Q1 關斷時，由于電DCO()dI=tL感的電流不能突變，所以電感兩端電壓極性迅速顛倒，二極管導通續(xù)流，這種電壓極性顛倒的現(xiàn)象稱為電感反沖。下面就詳細的分析一下整個電路的工作過程和波形變化，假設輸出為 Vo。圖 31 電壓模式開關電源 Buck 拓撲的原理圖其邏輯關系是，當 VDC 上升時，則 Vo 上升，誤差放大器輸出電壓 Vea 下降，鋸