【正文】 在此，謹(jǐn)向王鑫老師表示由衷的感謝！本論文順利完成離不開各位老師，同學(xué)和朋友的關(guān)心和幫助，在此向在我學(xué)習(xí)期間給我極大關(guān)心和支持的各位老師以及關(guān)心我的同學(xué)和朋友表示衷心的感謝。不僅使我樹立了遠(yuǎn)大的目標(biāo)，同時(shí)還使我明白了許多待人接物與人處事的道理。參考文獻(xiàn)[1] 佟學(xué)儉, 羅濤. OFDM 移動(dòng)通信技術(shù)原理與應(yīng)用[M]. 北京: 人民郵電出版社,2010,6.[2] 樊昌信, 張甫翊, 徐炳祥等. 通信原理[M]. 北京: 國(guó)防工業(yè)出版社,2011,5.[3] 楊儒貴. 電磁場(chǎng)與電磁波[M]. 北京: 高等教育出版社, 2009,5[4] 郭梯云, 楊家瑋, 李建東. 數(shù)字移動(dòng)通信（修訂本）[M]. 北京:人民郵電出版社, 2012,3.[5] 丁玉美, 高西全. 數(shù)字信號(hào)處理[M]. 西安: 西安電子科技大學(xué)出版社,2012,10.[6] 胡靜. 基于導(dǎo)頻的 MIMOOFDM 系統(tǒng)信道估計(jì)算法研究[D].西安：西安電子科技大學(xué)碩士學(xué)位論文, 2010,1[7] 王沫然. MATLAB 與科學(xué)計(jì)算[M]. 北京:電子工業(yè)出版社, 2009,9.[8] J. J. vandeBeek, M. Sandell etc. On Channel Estimation in OFDM Systems [C].IEEE. Vehic. Technol, July,2009, 815~819.[9] 伊長(zhǎng)川, 羅濤, 樂(lè)光新. 多載波寬帶無(wú)線通信技術(shù)[M]. 北京: 北京郵電大學(xué)出版社, .[10], Wireless Communications: Principles and Practice[M]. New Jersey: Prentice Hall, June,2010.致謝本論文是在導(dǎo)師王鑫老師的精心指導(dǎo)下完成的。總之，隨著第四代移動(dòng)通信系統(tǒng)的發(fā)展， OFDM 技術(shù)必將成為新一代無(wú)線移動(dòng)通信的核心技術(shù)。由于時(shí)間和水平的限制，本文只涉及了信道估計(jì)中的一小部分，且作了很多的前提假設(shè)，如信道在 OFDM 信號(hào)一幀的時(shí)間內(nèi)保持準(zhǔn)靜止等。多天線技術(shù)可以有效地改善系統(tǒng)容量及性能，而且還可以顯著地提高網(wǎng)絡(luò)的覆蓋范圍和可靠性。通對(duì)這些關(guān)鍵技術(shù)的研究，選擇最佳模式，達(dá)到 OFDM 系統(tǒng)的最佳性能。因此尋找一種收斂速度快，算法復(fù)雜度適中的盲估計(jì)算法將極大的提高系統(tǒng)的頻譜利用率。在未來(lái)無(wú)線 OFDM 系統(tǒng)的研究工作中還可以開展下面幾方面的工作：（1）基于塊狀導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的信道估計(jì)算法其算法簡(jiǎn)單、頻譜利用率低，適用于慢衰落信道；基于梳狀導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的信道估計(jì)算法頻譜利用率增大但未能達(dá)到最大的利用效率。開展這方面的研究具有很強(qiáng)的理論和現(xiàn)實(shí)意義。OFDM 技術(shù)作為一種高效的調(diào)制技術(shù)，將成為第四代移動(dòng)通信系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)之一。第七章 結(jié)論OFDM 是一種能夠?qū)褂啥鄰剿ヂ湫诺涝斐傻姆?hào)間干擾的有效技術(shù)，它可在頻率選擇性衰落信道中實(shí)現(xiàn)高速率的無(wú)線通信。例如，在OFDM信號(hào)中加入保護(hù)時(shí)間帶來(lái)的靈活性，可以使得在不同校區(qū)環(huán)境中達(dá)到最佳的頻譜利用率；高容量，高性能由于頻率交織，系統(tǒng)提供了更多重?cái)?shù)的頻率分集，因此，可以應(yīng)用不同檢測(cè)方法充分挖掘這種分集提供的增益；高抗干擾；不需要均衡，由于多載波調(diào)制的特性，它將高速率信號(hào)分割成多個(gè)低速率信號(hào)，使得信號(hào)波形的干擾得到消除。CDMA技術(shù)為了對(duì)抗多徑干擾，需要更復(fù)雜的均衡及調(diào)制，實(shí)現(xiàn)起來(lái)非常困難，為了推動(dòng)3G的發(fā)展，人們開始研究將OFDM技術(shù)的優(yōu)勢(shì)引入到CDMA系統(tǒng)中，推出MCCDMA技術(shù)。從技術(shù)方面看，3G主要以CDMA技術(shù)為核心技術(shù)，而未來(lái)移動(dòng)通信系統(tǒng)則以O(shè)FDM技術(shù)最受矚目。該標(biāo)準(zhǔn)不僅是新一代無(wú)線接入技術(shù)，而且對(duì)未來(lái)蜂窩移動(dòng)通信的發(fā)展也具有重要意義。OFDM技術(shù)適用于無(wú)線環(huán)境下高速傳輸，不僅應(yīng)用于無(wú)線局域網(wǎng)，還在寬帶無(wú)線接入（BWA）中得到應(yīng)用。提高了傳輸速率，增加了網(wǎng)絡(luò)吞吐量。一些4G及3G的關(guān)鍵技術(shù)，如OFDM技術(shù)另外，其最高數(shù)據(jù)傳輸速率提高到54Mbps。選擇OFDM作為數(shù)字音頻廣播和數(shù)字視頻廣播的主要原因在于：OFDM技術(shù)可以有效地解決多徑時(shí)延問(wèn)題。另外，當(dāng)前國(guó)際上全數(shù)字高清晰度電視傳輸系統(tǒng)中采用的調(diào)制技術(shù)就是包括OFDM技術(shù)，歐洲HDTV傳輸系統(tǒng)已經(jīng)采用COFDM技術(shù)。第六章 技術(shù)經(jīng)濟(jì)分析隨著OFDM技術(shù)的日趨成熟，(HDSL)，6Mb/s不對(duì)稱數(shù)字用戶線（ADSL），100Mb/s甚高速數(shù)字用戶線（VDSL），數(shù)字音頻廣播和數(shù)字視頻廣播等方面。本節(jié)對(duì)OFDM系統(tǒng)進(jìn)行仿真分析， 基帶系統(tǒng)模型的基礎(chǔ)上用MATLAB 語(yǔ)言完成信號(hào)產(chǎn)生、編碼映射、S\P轉(zhuǎn)換、IFFT\FFT、信道模擬等整個(gè)系統(tǒng)的仿真，然后對(duì)循環(huán)前綴、信道估計(jì)算法等對(duì)系統(tǒng)性能起決定影響的關(guān)鍵技術(shù)環(huán)節(jié)進(jìn)行進(jìn)一步仿真分析，得到了預(yù)期的理想結(jié)果，量化了各關(guān)鍵技術(shù)在不同信道條件下對(duì)系統(tǒng)性能的影響情況，對(duì)OFDM系統(tǒng)的硬件實(shí)現(xiàn)起到了一定的指導(dǎo)作用，避免了人力、物力資源的浪費(fèi)。但是MMSE算法的最大缺點(diǎn)在于算法的復(fù)雜度太高,隨著抽樣點(diǎn)的數(shù)量成指數(shù)增加。MMSE信道估計(jì)方法由于考慮了每一個(gè)OFDM信號(hào)的影響，對(duì)于子載波干擾和高斯噪聲有很好的抑制作用，所以誤碼性能是最好的。圖55給出在高斯信道和多徑瑞利信道下有無(wú)循環(huán)前綴對(duì)誤碼率影響曲線,該曲線表明高斯信道下循環(huán)前綴并不顯著,這和我們前面的分析是一致的，因?yàn)橹挥懈咚剐诺赖臅r(shí)候不會(huì)產(chǎn)生信道時(shí)延，也就不會(huì)產(chǎn)生ISI；但是當(dāng)存在多徑瑞利信道的時(shí)候cp的作用就顯得很重要了。仿真結(jié)果如圖 54，55，56，57所示。 仿真參數(shù)設(shè)計(jì)表 52 仿真參數(shù)參數(shù)名稱 參數(shù)設(shè)置子載波數(shù)200比特?cái)?shù)/符號(hào)2符號(hào)數(shù)/載波50訓(xùn)練序列符號(hào)數(shù)10循環(huán)前綴長(zhǎng)度T/4調(diào)制方式QDPSK信道多徑數(shù)6信道最大時(shí)延7(單位數(shù)據(jù)符號(hào))FFT變換長(zhǎng)度1024仿真條件收發(fā)之間嚴(yán)格同步，高斯和瑞利信道條件下，通過(guò)仿真，得到了OFDM系統(tǒng)的誤比特率。每個(gè)子信道中傳輸?shù)谋忍厮俾视烧{(diào)制類型、編碼速率以及信號(hào)速率來(lái)確定。（3）確定子載波的數(shù)量：子載波的數(shù)量可以直接利用3dB帶寬除以子載波間隔得到。一般按照以下步驟來(lái)確定OFDM系統(tǒng)的各參數(shù)：（1）確定保護(hù)間隔：根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，一般選擇保護(hù)間隔的時(shí)間長(zhǎng)度為時(shí)延擴(kuò)展均方根值的2到4 倍。 不同衰落信道上相干檢測(cè)QPSK的性能比較 系統(tǒng)仿真 OFDM 的參數(shù)選擇在OFDM系統(tǒng)中，我們需要確定以下參數(shù)：信號(hào)周期、保護(hù)間隔、子載波的數(shù)量。例如，當(dāng)信噪比為 10dB 且存在瑞利衰落是，使用BPSK將導(dǎo)致約 3102的BER，這樣的差錯(cuò)率對(duì)于無(wú)線信道中傳輸語(yǔ)音或數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)信號(hào)是不夠好的。注意，圖給出的萊斯信道性能是通過(guò)計(jì)算機(jī)仿真得來(lái)的。 51的公式畫出的曲線圖，以便比較AWGN 與瑞利衰落信道兩種情況下QPSK（包括 BPSK、MSK）的誤比特率此圖還包括具有不同萊斯系數(shù)K下萊斯衰落信道的相應(yīng)曲線。特別是，誤比特率隨r0的漸近下降遵循反率關(guān)系。在式51中，期望值是表征信道的瑞利分布隨機(jī)變量的均值。然而，這種設(shè)計(jì)簡(jiǎn)化是以噪聲性能惡化為代價(jià)的。為了達(dá)到同步，在設(shè)計(jì)接收機(jī)時(shí)需要額外的電路。因此，人們往往利用差錯(cuò)界或計(jì)算機(jī)仿真來(lái)導(dǎo)出Pe的近似公式。下面考慮接收機(jī)性能，考慮時(shí)基于如下條件：（1）存在加性信道噪聲（2）存在由頻率平坦慢衰落信道作為范例的乘性噪聲對(duì)于工作于簡(jiǎn)單調(diào)制方案（如BPSK、QPSK、BFSK、MSK）下的相干接收機(jī)，可望用精確公式得到Pe。Pe就是相對(duì)于信號(hào)0和1的先驗(yàn)概率對(duì)這兩種條件差錯(cuò)概率所做的平均。由于數(shù)字無(wú)線通信系統(tǒng)輸入輸出的二進(jìn)制運(yùn)算隨時(shí)間隨機(jī)變化，因此系統(tǒng)性能按照平均信號(hào)差錯(cuò)概率來(lái)衡量。OFDM 系統(tǒng)的仿真步驟如圖 52 所示。每個(gè)信道的最大傳輸速率為54Mbps，然而能達(dá)到的最大用戶數(shù)量吞吐量只有這個(gè)數(shù)值的一半，而且該吞吐量是同一信道內(nèi)所有用戶共享的（在數(shù)據(jù)通信中，吞吐量是指在給定時(shí)間內(nèi)，從一個(gè)地點(diǎn)成功傳送到另一個(gè)地點(diǎn)的數(shù)據(jù)總量）。通過(guò)插入循環(huán)前綴引入保護(hù)間隔，能有效地對(duì)抗多徑時(shí)延帶來(lái)的 ISI。通過(guò)離散傅立葉反變換(IDFT)將數(shù)據(jù)的頻譜表達(dá)式變換到時(shí)域。 同時(shí)提供了8個(gè)不重疊的信道，這使得 已成為現(xiàn)代無(wú)線局域網(wǎng)最可靠、最高效的解決方案。 標(biāo)準(zhǔn)采用正交頻分多路復(fù)用(OFDM)技術(shù)，能進(jìn)一步提到頻帶利用率[8]。仿真所采用的系統(tǒng)是參照基于WLAN 協(xié)議的基帶系統(tǒng)。第五章 OFDM 系統(tǒng)信道估計(jì)算法仿真分析有了前幾章的知識(shí)內(nèi)容準(zhǔn)備，在此基礎(chǔ)上本章將對(duì)基于導(dǎo)頻符號(hào)信道估計(jì)的OFDM系統(tǒng)進(jìn)行仿真。圖 44 信道估計(jì)框圖 時(shí)域內(nèi)信道沖擊響應(yīng)的估計(jì)圖 45 改進(jìn)的時(shí)域內(nèi)信道估計(jì)的方法如圖45，在此算法中，把一個(gè) OFDM 符號(hào)間隔分成L個(gè)等長(zhǎng)的子間隔，并假設(shè)多徑時(shí)延在一個(gè)OFDM 符號(hào)內(nèi)不變，并且信號(hào)幅度和相位在一個(gè)子間隔內(nèi)的變化可忽略，并把接收信號(hào)分為兩部分，即長(zhǎng)期衰落(慢衰落)rl (t)和短期衰落（快衰落)rs(t)，此時(shí)的接收信號(hào)表示為：r(t) = rl (t)rs(t)，在信噪比較低時(shí)，兩種估計(jì)方法的性能相近，在信噪比較高時(shí)，時(shí)域估計(jì)的性能優(yōu)于頻域估計(jì)的性能，這是因?yàn)樾诺理憫?yīng)的變化更多地被時(shí)域估計(jì)的方法所識(shí)別，時(shí)域估計(jì)的方法在快衰落環(huán)境和慢衰落環(huán)境均具有較好的性能。則接收信號(hào)可表示為，將進(jìn)行DFT變換得： 44y(n)經(jīng) DFT 后 從 Y(k)中抽取導(dǎo)頻信號(hào) Yp(k) 而發(fā)送的導(dǎo)頻信號(hào) Xp(k)是已知的，因而可以得到導(dǎo)頻信號(hào)位置的信道響應(yīng)估計(jì) He(K)： k = 0,1~N1 45 得到導(dǎo)頻信號(hào)位置的信道傳輸函數(shù)的估計(jì)值后 數(shù)據(jù)位置的信道響應(yīng)可通過(guò)相鄰導(dǎo)頻信號(hào)信道響應(yīng)內(nèi)插得到。經(jīng)過(guò)IDFT變換將長(zhǎng)度為N的{X(k)}變成時(shí)域信號(hào){x(n)}, n = 0,1~N， 41加入保護(hù)間隔后的信號(hào)為： 42式中 N 為子載波數(shù)，Ng 為保護(hù)間隔，當(dāng)信號(hào)通過(guò)頻率選擇性時(shí)變衰落信道時(shí)，收到的信號(hào)為： 43w(n)為加性白高斯噪聲，h(n)為信道的沖擊響應(yīng)。如將以幾種方式混合使用，可以達(dá)到更好的效果，如圖 42 的導(dǎo)頻插入類型。（b）是塊狀的導(dǎo)頻形式，在某一特定的 OFDM 符號(hào)內(nèi)全是導(dǎo)頻信號(hào)，導(dǎo)頻信號(hào)是周期性的發(fā)送的，這種形式特別適合于