【正文】 對于(427)式，通過設(shè)置調(diào)零電阻R mR m2的阻值來消除表達(dá)式中的二次項(xiàng)系數(shù)比較復(fù)雜，而且這兩個(gè)電阻一定要相互匹配才能夠達(dá)到較好的效果，因此這種結(jié)構(gòu)的消零方案不是很好；。通過計(jì)算節(jié)點(diǎn)電流方程，得到四種結(jié)構(gòu)零點(diǎn)表達(dá)式： (427)21231211123()()()mmmmmCgRgZsCRsg????? (428)21212133()()()mms g? (429)213233()()CZsRs??? (430)21412323()()[()]mmmmgRsCg??為了消除右半平面的零點(diǎn)并且使計(jì)算工作相對容易，希望以上四種結(jié)構(gòu)的零點(diǎn)表達(dá)式中二次項(xiàng)系統(tǒng)為零，而一次項(xiàng)系統(tǒng)為正。通過增2mCoutV11Vinmg23g1R2mCoutV11inVmg23gR2mCoutV11Vinmg23g1R2mCoutV11inVmg23gR( a )( b )( c )( d )圖 412 調(diào)零電阻可能存在的位置大前饋通路在高頻時(shí)的阻抗，減小前饋電流，將右半平面零點(diǎn)移至高頻處，甚至完全消除。在低頻區(qū)右半平面的零點(diǎn)影響比左半平面零點(diǎn)的影響要明顯，它會引起明顯的負(fù)相位移動，從而降低環(huán)路的相位裕度。根據(jù)基爾霍夫電流規(guī)則分別34在V V V out三點(diǎn)處列出 KCL方程： (413)111()minoutmoVgCsVsR??? (414)3221()0outtmout? (415)21222()moutmoVgsVsR???由以上三個(gè)方程，消除V V 2得到V out與V in的比值，即電路的環(huán)路增益： 233213123122()()()momomoomCRgsCgsNsADas? ???(416)其中： (417)111231231()ommomaKRgR?? 2231223 231213()()()oLmoomoaRCCCKgCR??????(418) (419)31231122112[()()]oLmLmmm? (420)2 3oooKRCRCRg??假設(shè)：(1)每一級的增益都遠(yuǎn)大于1；(2)密勒補(bǔ)償電容C mC m2和第三級輸出電容C L都大于誤差放大器一、二級輸出電容C C 2；(3)調(diào)整管跨導(dǎo)g m3遠(yuǎn)大于誤差放大器一、二級跨導(dǎo)g mg m ，則： (421)123123DCmoAgR? (422)323223 3()())[ ]mV LmdBCsgs sp???? (423)123123()mogR??35 (424)2133()1)mmDCNsAsg?? (425)22112123123333()()[( ]mmomoCNsgRsRg????令 ，求出兩個(gè)零點(diǎn)位置，分別為：()0 (426)2232311,2112124()()mmmmgggZCCC????????從上式可以看出，一個(gè)零點(diǎn)在左半平面，另一個(gè)零點(diǎn)在右半平面且幅值小于左半平面的零點(diǎn)。在這里可以將 LDO 調(diào)整管看作誤差放大器的第三級 [38~40]。 LDO 補(bǔ)償方式的優(yōu)化針對傳統(tǒng)ESR 補(bǔ)償?shù)娜毕?，本?jié)提出了兩種新型的LDO 補(bǔ)償方式，一種是嵌套式密勒補(bǔ)償，它主要應(yīng)用于多級運(yùn)放的補(bǔ)償中 [33~37]；另一種是動態(tài)零點(diǎn)補(bǔ)償。U G FZE S R( a ) 合適的輸出電容與 E S R 電阻( b ) 輸出電容與 E S R 電阻較大造成的過補(bǔ)償( c ) 輸出電容與 E S R 電阻較小造成的欠補(bǔ)償圖49 不同的輸出電容和 ESR電阻對系統(tǒng)穩(wěn)定性影響的示意圖33避免過補(bǔ)償與欠補(bǔ)償?shù)奈ㄒ晦k法就是設(shè)計(jì)廠商應(yīng)在客戶選擇LDO穩(wěn)壓器時(shí)建議其選用輸出電容與ESR 電阻的最佳值。Gain [dB]POPaPbPhase [176。S t a b l e R e g i o n o f E S RU G FGain [dB]POZE S RPaPbPhase [176。Gain [dB]POZE S RPaPbPhase [176。其結(jié)果是UGF 內(nèi)存在三個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)，由此導(dǎo)致的系統(tǒng)不穩(wěn)定稱為過補(bǔ)償，見圖49(b)。當(dāng)輸出電容C L和等效串聯(lián)電阻 Resr都比較大時(shí)，零點(diǎn)補(bǔ)償頻率會很靠前，接近第一非主極點(diǎn)甚至是主極點(diǎn)。因此，ESR補(bǔ)償方法的缺陷之一就是電路的帶寬隨輸出電流的變化而變化，較小的帶寬會嚴(yán)重影響系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)性能與PSRR指標(biāo)。假設(shè)ESR電阻產(chǎn)生的零點(diǎn)能夠完全補(bǔ)償?shù)粽`差放大器內(nèi)部的高頻極點(diǎn)，那么在UFG 內(nèi)只剩下主極點(diǎn)P 0。零點(diǎn)Z 0則來自于輸出電容的等效串聯(lián)電阻R esr和輸出電容C L，一般應(yīng)設(shè)計(jì)使得Z 0與系統(tǒng)的第一非主極點(diǎn)P 1近似相等，從而讓兩者相抵消達(dá)到頻率補(bǔ)償?shù)哪康?。第三個(gè)極點(diǎn)P 2來自誤差放大器內(nèi)部第一級輸出阻抗R o1和第一級輸出的等效電容31C1。第二個(gè)極點(diǎn)P 1來自于誤差放大器第二級輸出阻抗 Ro2和PMOS調(diào)整管柵極等效電容C 2。如果調(diào)整管的輸出電阻r o遠(yuǎn)小于負(fù)載電阻RL和反饋比例電阻R FR F2，則(48)式可以化簡為 (412)0122outoutLoLLIPCrC??????從上式可以看出主極點(diǎn)P 0的位置并不是固定不變的，而是隨輸出電流的變化左右移動。從(47)式可以看出，系統(tǒng)存在三個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)，分別是： (48)012outLPRC?? (49)12o (410)21oPRC?? (411)LesrZ0第一個(gè)極點(diǎn)P 0來自于等效輸出電阻 Rout和輸出電容C L。29outVLC1mgrefV 2FR12mgoR1Cesrfb in3mgo2圖 46 ESR 電阻補(bǔ)償原理圖圖46為利用 ESR(equivalent series resistance)電阻進(jìn)行補(bǔ)償?shù)碾娐吩韴D，其小信號等效模型如圖47所示。V r e fP M O SA M PV x ( s )V y ( s )V c c 1FR2圖 45 LDO 環(huán)路增益測試的示意圖 傳統(tǒng) ESR 電阻補(bǔ)償 傳統(tǒng) ESR 電阻補(bǔ)償原理傳統(tǒng)的LDO 補(bǔ)償方式是在輸出電壓端外接大電容C L與等效串聯(lián)電阻R esr，利用C L與R esr產(chǎn)生零點(diǎn)補(bǔ)償電路中的第一非主極點(diǎn)，C L與輸出端等效負(fù)載則構(gòu)成系統(tǒng)的主極點(diǎn)。將電路中各元器件設(shè)置為正確的直流偏置狀態(tài)，并在誤差放大器的正相端輸入交流信號 Vx(s)，它通過放大器與共源結(jié)構(gòu)的調(diào)整管共同放大后輸出交流信號 Vy(s)，見圖 45。也可以采用電阻來等效，用交流阻值極小而直流阻值極大的電阻模型代替電容來隔直流，用交流阻值極大而直流阻值極小的電阻代替電感來隔28交流，見圖44。利用電感的隔交流特性和電容的隔直流特性可以獲得交流開路、直流閉合的效果。H ( s )G ( s )V o u t ( s )V x ( s )V y ( s )圖43 開環(huán)小信號等效模型如果不考慮直流工作的變化，那么環(huán)路傳輸函數(shù)為 (41))()(sHsVAxy?實(shí)際上，如果對直流工作點(diǎn)不加考慮，工作狀態(tài)不對或是無法正確模擬環(huán)路的工作狀態(tài)，那么開環(huán)的環(huán)路小信號分析結(jié)果肯定是不對的。理想的開環(huán)點(diǎn)不推薦的開環(huán)點(diǎn)圖 42 開環(huán)斷點(diǎn)的選擇斷開負(fù)反饋環(huán)路時(shí)可以嘗試著在某一高阻點(diǎn)處斷開，因?yàn)楦咦杩裹c(diǎn)對低頻段的零極點(diǎn)不會產(chǎn)生什么影響。 LDO 環(huán)路增益的建模V i n ( s )H ( s )G ( s )V o u t ( s )圖 41 負(fù)反饋系統(tǒng)框圖圖41示為一般負(fù)反饋系統(tǒng)框圖，其中H(s)、G(s) 分別為前饋網(wǎng)絡(luò)和反饋網(wǎng)絡(luò)，Vin(s)、 Vout(s)分別為系統(tǒng)的輸入輸出信號。并對嵌套式密勒補(bǔ)償中調(diào)零電阻可能存在的位置進(jìn)行分析，確定了最合適的補(bǔ)償結(jié)構(gòu)從而有效地消除了右半平面零點(diǎn)對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響。264 LDO 穩(wěn)定性研究與補(bǔ)償方式的確定本章首先介紹測試負(fù)反饋環(huán)路增益的相關(guān)理論，對LDO線性穩(wěn)壓器進(jìn)行交流小信號建模，推導(dǎo)出系統(tǒng)的開環(huán)增益與零極點(diǎn)位置分布，指出傳統(tǒng)的采用輸出電容和等效串聯(lián)電阻補(bǔ)償方案的缺陷。針對調(diào)整管柵極可能出現(xiàn)的中低頻極點(diǎn)導(dǎo)致LDO系統(tǒng)UGF較小，穩(wěn)定性較差的特點(diǎn)，將在第四章提出新型的補(bǔ)償方法從而保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。 總之，設(shè)計(jì)出的基準(zhǔn)電壓源模塊不僅應(yīng)該具有低功耗、高電源抑制比的特性，而且為了滿足LDO輸出電壓的高精度，基準(zhǔn)電壓應(yīng)該對溫度和工藝模型的敏感度較小。Carvalho Ferreira等提出的利用工作在弱反型區(qū)的 MOSFET設(shè)計(jì)出超低功耗的基準(zhǔn)電源 [27]。國內(nèi)外學(xué)者對基準(zhǔn)電路的低功耗設(shè)計(jì)研究得較多，比如：Filanovsky 出工作在亞閾值區(qū)MOSFET 的柵源電壓滿足準(zhǔn)指數(shù)關(guān)系，可以取代雙極晶體管進(jìn)行低功耗參考源設(shè)計(jì) [26]。因此在設(shè)計(jì)基準(zhǔn)電壓模塊的時(shí)候，不但要考慮基準(zhǔn)隨溫度的漂移，還要考慮基準(zhǔn)隨工藝模型的變化。基準(zhǔn)電壓的漂移主要包括兩部分：一是溫度變化引起的基準(zhǔn)漂移；二是工藝模型變化引起的基準(zhǔn)漂移 [25]。 基準(zhǔn)電路的設(shè)計(jì)考慮 LDO線性穩(wěn)壓器電路內(nèi)部需要高性能的基準(zhǔn)電壓源，為誤差放大器等模塊提供穩(wěn)定的偏置電壓。此外，隨著負(fù)載電流的增大，還可能使誤差放大器的輸出級晶體管從飽和區(qū)進(jìn)入線性區(qū)。A M Pref fbVoutcVbiasV1FR2pM12?? cV( a )A M Pref fbVoutbias1FR2pM12??( b )圖 34 帶緩沖級 LDO 電路示意圖 圖34(a) 、(b)所示分別為使用NMOS和PMOS 管源跟隨結(jié)構(gòu)的 LDO電路。這樣通過緩沖級就可以避免采用較大的輸出電容補(bǔ)償P 1，而且系統(tǒng)的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)特性也會得到較大的改善。一些研究表明由于調(diào)整管的尺寸較大，因而在其柵極有較大的寄生電容；又由于誤差放大器的輸出阻抗也較大，從而在調(diào)整管的柵極出現(xiàn)一個(gè)中低頻極點(diǎn) P1[23~24]。所以，我們將誤差放大器的結(jié)構(gòu)定為簡單的二級級聯(lián)放大器上。因此，本文將放大器的結(jié)構(gòu)鎖定在二級放大結(jié)構(gòu)或共源共柵結(jié)構(gòu)的運(yùn)放上。 首先，誤差放大器的直流增益與LDO的負(fù)載調(diào)整率、線性調(diào)整率成反比，從這個(gè)方面就要求誤差放大器的直流增益越大越好；但過大的低頻增益會展寬LDO電路的帶寬，將高頻寄生極點(diǎn)包含在單位增益頻率內(nèi)，從而降低了系統(tǒng)的相位裕度，甚至造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定。誤差放大器的設(shè)計(jì)參數(shù)主要包括：增益、輸出阻抗、帶寬、輸出擺率電流、輸出電壓擺幅和靜態(tài)電流等 [22]。因此，應(yīng)該綜合以上因素為調(diào)整管選擇適當(dāng)?shù)膶掗L比。比如，連接線的線電阻和線電容、過大的線電流密度、熱耗散功率、版圖內(nèi)部寄生效應(yīng)等。但如果一味地增大調(diào)整管的寬長比，其柵極寄生電容C par也會增加，造成誤差放大器擺率的降低； 類型參數(shù)達(dá)林頓管 NPN PNP PMOS最大輸出電流 高 高 高 中靜態(tài)電流 中 中 大 小漏失電壓 Vsat+2Vbe Vsat+Vbe Vce Vsat效率 低 中 高 高22同時(shí)使相應(yīng)的寄生極點(diǎn)左移，減小相位裕度，從而可能引起系統(tǒng)的不穩(wěn)定。作為輸入端向負(fù)載提供輸出電流的通道，調(diào)整管的寬長比越大，驅(qū)動負(fù)載的能力就越強(qiáng)。通過比較上述五種結(jié)構(gòu)，為實(shí)現(xiàn)線性穩(wěn)壓器低功耗、低漏失、高效率的特點(diǎn)，選用PMOS管作為調(diào)整管是最佳的方案。加之MOS管的導(dǎo)通電阻較小，因此這種結(jié)構(gòu)的穩(wěn)壓器具有較小的漏失電壓。如果系統(tǒng)的電流供應(yīng)能力不足，穩(wěn)壓器甚至無法正常啟動。以PNP管為調(diào)整管還有另一個(gè)缺點(diǎn)，就是當(dāng)電路進(jìn)入非穩(wěn)壓區(qū)域(dropout region)的時(shí)候，它往往也會進(jìn)入飽和狀態(tài)，造成PNP晶體的電流增益β值下降。當(dāng)負(fù)載電流I o增加時(shí)，基極驅(qū)動電流I drv也隨之增大。圖33(c)所示為 PNP結(jié)構(gòu)的調(diào)整管。為了使之能夠正常工作，漏失電壓應(yīng)大于一個(gè)PN結(jié)正向?qū)▔航蹬cPNP飽和壓降之和，即： (322)()???以上兩種結(jié)構(gòu)的調(diào)整管穩(wěn)壓器具有相對較小的靜態(tài)電流，因?yàn)檎{(diào)整管NPN管的驅(qū)動電流由PNP管的集電極電流注入，驅(qū)動電流直接經(jīng)過大調(diào)整管NPN 管放大輸出給了負(fù)載。20（ a ） 達(dá)林頓 N P N 結(jié)構(gòu) （ b ） N P N 結(jié)構(gòu)（ c ） P N P 結(jié)構(gòu)（ d ） P M O S 管結(jié)構(gòu) （ e ） N M O S 管結(jié)構(gòu)圖33 幾種類型的LDO 調(diào)整管圖33(a)所示為 NPN達(dá)林頓管結(jié)構(gòu)的調(diào)整管，由兩個(gè)NPN 管和一個(gè)PNP管構(gòu)成。新一代的 LDO 都是用 CMOS