【正文】 Stuber, for MIMO OFDM systems. Global Telemunications Conference, 　‘,Volume:1,2529 Pages:509513 31 / 31。仿真結(jié)果表明，該方法能實現(xiàn)對多個發(fā)射天線時間延遲估計，可適用于分布式MIMO系統(tǒng)。因此MIMOOFDM已經(jīng)成為目前4G研究的熱點。圖5　新算法的頻率同步性能曲線　　通過以上仿真可以看到，該算法在多徑環(huán)境下可以得到良好的同步性能。圖4　新算法的時間同步性能曲線　　如圖5所示。在12，14 dB的時候錯誤率幾乎為零?！　∪鐖D4所示。由于進行時間粗同步時，得到的峰值會受到噪聲的影響，因此硬判值在不同信噪比條件下并不相同，一般來說，是隨信噪比的升高呈遞增趨勢。四個發(fā)射天線到達接收天線的時延分別為0，5，10，15個采樣點，因此我們令τ為20個采樣點，來進行時間和頻率同步。這里我們?nèi)匀豢梢岳迷跁r域得到的兩個相同的半段訓(xùn)練來進行頻率偏移估計，與時間粗同步一樣，也要除去兩個半段序列中τ長度部分的序列，假定各路發(fā)射天線的時間同步點中，的相對延遲為零?！　∫驗橛衜個發(fā)射天線，因此公式(9)要進行m次運算，確定每個發(fā)射天線到第p個接收天線的時間精同步點。　　　精同步　　得到了L個長度為N的序列，將他們分別進行FFT運算：　　　　上式中，i=0,1,…,L1，k=0,1,….,N1?！　∪缓笤O(shè)置一個硬判門限和搜索長度L，將從M(d)超過門限的滑動窗中的那段序列開始，連續(xù)將L個長度為N的序列送入后續(xù)的精同步部分處理，并且記錄超過門限的時間點為?！　】紤]到M路天線相對延遲不同，所以前后兩個半段有Dp長度部分不同。當(dāng)d3為最大延遲時，按照圖中的方式疊加后，兩個半段序列1和2是完全相同的。　　設(shè)tm(i)是對應(yīng)的Tm(i)經(jīng)過IFFT之后的結(jié)果：　　　如圖3所示，假設(shè)ai，bi，ci分別是t1(i)，t2(i)，t3(i)的序列?！　《x每個天線發(fā)射的訓(xùn)練序列為Tm(i)，其中插入的偽隨機序列為Cm(k)，長度為Q，這里總的子載波數(shù)N和發(fā)射天線數(shù)M間必須滿足：N=2MQ，第m個發(fā)射天線插入練序列的方式為　　　　上式中i=0,1,….,N1。于是我們的訓(xùn)練序列的插入方法如下，該方法可以保證M條發(fā)射天線上的訓(xùn)練序列經(jīng)過IFFT之后，都可以得到兩個相同的半段序列。針對這種情況，我們提出了新的導(dǎo)引符號配置方法：第一，頻域各天線的訓(xùn)練序列分開放置，用來區(qū)分不同時延，可以進行時間精同步；第二，在接收端時域，這些分開放置的訓(xùn)練序列又具有相同的兩個半段，可以用來做時間粗同步和頻率粗同步。　　這種新的時間同步算法適用于各路天線到達時延不同的情況。這里定義第一路發(fā)射天線的相對時延是零。Sl表示MIMO子信道中第l徑的時延?！　⌒碌腗IMOOFDM同步算法　　　系統(tǒng)設(shè)計　　算法框圖如圖1所示。因此MIMO OFDM系統(tǒng)中的同步問題比單天線系統(tǒng)中要困難得多，許多用于單天線系統(tǒng)的同步方法不能直接應(yīng)用于MIMOOFDM系統(tǒng)。這樣，OFDM和MIMO兩種技術(shù)的結(jié)合，就能達到兩種效果：一種是系統(tǒng)具備很高的傳輸速率，另一種是通過分集達到很強的可靠性。OFDM通過將頻率選擇性多徑衰落信道在頻域內(nèi)轉(zhuǎn)換為平坦信道[3]，從而減少了多徑衰落的影響。這種新的適用于 MIMOOFDM系統(tǒng)的時間頻率同步算法考慮了各發(fā)射天線到達時延各不相同的情況，因此具有更廣泛意義，可適用于分布式M IMO系統(tǒng)。頻率同步方面，接收端需要對各個天線上的信號分別進行頻率偏移估計和補償。但MIMOOFDM系統(tǒng)對同步誤差很敏感：在多徑環(huán)境下， MIMOOFDM系統(tǒng)對時間同步的要求很高；頻率同步方面，由于MIMOOFDM系統(tǒng)可以視為N個并行的MIMO子系統(tǒng)，因此頻偏所引入的ICI會惡化每個子載波的信噪比，從而惡化整個MIMOOFDM通信系統(tǒng)的傳輸性能。由于有很多根收發(fā)天線，這種均衡器是非常復(fù)雜的?？梢灶A(yù)見, OFDM 技術(shù)在未來的應(yīng)急通信系統(tǒng)中將得到廣泛應(yīng)用, 而未來的應(yīng)急通信系統(tǒng)也將朝著更實時、更流暢的語音和視頻方向發(fā)展。 專網(wǎng)、共網(wǎng)、公網(wǎng)共存。而應(yīng)急狀態(tài)通常是場景不固定, 因此更加強調(diào)移動性。系統(tǒng)會自動在10 個子載波中選擇信號效果最好的4個子載波或者2個子載波進行信號傳輸, 實現(xiàn)頻譜的最佳利用?！　 cW iLL 技術(shù)利用并行傳輸?shù)腛FDM 技術(shù)和CDMA 技術(shù)的有效融合, 是兩個技術(shù)的折衷方案, 有效地克服了傳統(tǒng)CDMA 系統(tǒng)面對無線寬帶數(shù)據(jù)傳輸時由于擴展頻譜而引起的碼間干擾的嚴重問題,其最大優(yōu)點是對抗頻率選擇性衰落?！　?) CS OFDMA 采用了碼擴技術(shù), 將一個符號進行碼擴后再以一個信道為單位進行多載波調(diào)制,這樣可以將一個符號的能量分散到整個信道中, 在接收時達到頻率分集的效果?！　?)通過對調(diào)制符號的串并轉(zhuǎn)換降低單載波上的符號速率可以增強多徑干擾的抵抗能力?！　 cW iLL 系統(tǒng)的核心技術(shù)之一CS OFDMA 將OFDMA、TDMA 和SCDMA 有機融合為一體。網(wǎng)元管理系統(tǒng)EMS 完成對無線系統(tǒng)中的所有終端設(shè)備CPE、基站系統(tǒng)的設(shè)備管理、系統(tǒng)監(jiān)控、權(quán)限管理、帶寬分配等操作。其中, 終端設(shè)備CPE 完成用戶端計算機與無線網(wǎng)絡(luò)的連接。采用McW iLL系統(tǒng)在應(yīng)急通信中, 只要一只簡單的CPE 或者PCMCIA 卡, 無需進行現(xiàn)場安裝、調(diào)試, 就能夠迅速提供高速無線連接, 同時由于其可移動性, 便攜性, 能夠滿足應(yīng)急通信的更多需要?！　? OFDM 技術(shù)在應(yīng)急通信系統(tǒng)中的應(yīng)用　　M cW iLL(多載波無線信息本地環(huán)路)寬帶無線接入系統(tǒng)是我國自主研發(fā)的第一代寬帶無線接入系統(tǒng)。多載波系統(tǒng)的輸出是多個子信道信號的疊加, 因此如果多個信號的相位一致, 所得到的疊加信號的瞬時功率就會遠遠高于信號的平均功率, 導(dǎo)致較大的峰值平均功率比。無線信道的時變性在傳輸過程中造成的無線信號頻譜偏移, 或發(fā)射機與接收機本地振蕩器之間存在的頻率偏差, 都會使OFDM系統(tǒng)子載波之間的正交性遭到破壞, 導(dǎo)致子載波之間干擾。　　但是OFDM 系統(tǒng)由于存在多個正交的子載波,而且輸出信號是多個子信道信號的疊加, 因此與傳統(tǒng)技術(shù)相比, 也存在一些缺點:　　1)易受頻率偏差的影響?！　?) OFDM 系統(tǒng)物理層支持非對稱的高速率數(shù)據(jù)傳輸, 通過使用不同數(shù)據(jù)的子信道可以實現(xiàn)上下行鏈路中不同的傳輸速率。 FDM 與OFDM 帶寬利用率的比較。從圖1中可以看出, 傳統(tǒng)的FDM技術(shù)需要在兩個信道之間存在較大的頻率間隔來防止干擾, 這就降低了全部的頻譜利用率, 而應(yīng)用OFDM技術(shù)的子載波正交復(fù)用技術(shù)大大減少了保護帶寬, 提高了頻譜利用率?！　?) OFDM 中由于各個子載波間存在正交性, 允許子信道的頻譜相互重疊, 因此, OFDM 系統(tǒng)可以最大限度地利用頻譜資源?！　? OFDM 技術(shù)及特點　　OFDM技術(shù)即正交頻分復(fù)用技術(shù), 它的提出已有40年的歷史, 與已經(jīng)普遍應(yīng)用的FDM 技術(shù)十分相似, OFDM 技術(shù)把高速的數(shù)據(jù)流通過串/并變換分配到速率相對較低的若干個頻率子信道中進行傳輸, 其第一個實際應(yīng)用是軍用的無線高頻通信鏈路。因此,建設(shè)一套高效適用的應(yīng)急通信系統(tǒng), 為公眾提供更及時的救助服務(wù), 已成為當(dāng)前一個重要而迫切的課題。　　1 概述　　近年來, 無論是自然災(zāi)害的救援工作、公共衛(wèi)生事件的防疫工作還是安全事件的秩序維護工作都對公共事件的相關(guān)部門處理緊急響應(yīng)事件提出了越來越高的要求。本文首先分析了下一代移動通信核心技術(shù) OFDM 技術(shù)的原理及其特點, 并以McW iLL系統(tǒng)為例, 簡要分析了OFDM 技術(shù)在McW iLL應(yīng)急通信系統(tǒng)的應(yīng)用。仿真結(jié)果表明，相對于傳統(tǒng)的同步算法，新提出的算法能夠有效地提高頻率偏移估計的誤碼率和幀傳送性能。 頻率偏移估計的誤碼率圖6此外,在信噪比大于20 dB之后，新提出的同步方法對系統(tǒng)性能的改善尤為明顯。 瑞利信道下定時同步的正確率　　圖5 和圖6 分別為頻率偏移估計誤碼率和最小均方誤差的仿真結(jié)果。 高斯信道下定時同步的正確率圖4 仿真參數(shù)圖3從圖4 可以看到,新提出的同步方法總體上要比傳統(tǒng)的同步方法準(zhǔn)確率高，只是在個別點上性能受到影響。從圖3 可以看出，新提出的同步方法相對于傳統(tǒng)的同步方法可以獲得更高的準(zhǔn)確率，例如要求正確率為1，前者的信噪比只需要為5 dB，而后者需要10 dB。 仿真結(jié)果和分析　　為了對提出的同步算法進行性能仿真，設(shè)定仿真參數(shù)如表1 所示。因此，精確的定時同步可表示為:　　3 定時同步和頻率同步　　由文獻[ 2] 可以得到粗定時同步的計算公式：　　式中：　　利用式( 9) 求得的定時偏移d ，下面采取2 次相關(guān)計算對頻率偏移進行估計?？梢宰C明，當(dāng)p = 時，相關(guān)函數(shù)不為零，則時間同步估計值為：　　2. 3　　當(dāng)存在頻率偏移 時，GCL 的周期相關(guān)性可以表示為：　　令k= ism+ d ，i= 0，1，m= 1 。ak =，M 與N 互質(zhì)，k= 0，N 1 是一個長為N = sm2 的Chu 序列 ，這里m 和s 是任意的正整數(shù)。圖2前2 個由2 個相同的GCL 序列構(gòu)成，對于不同的天線，序列左移不同的長度，可根據(jù)仿真時同步估計的優(yōu)劣來確定該長度?！　≡诮邮斩耍啥嗥绽招?yīng)或接收端和發(fā)送端的振蕩器內(nèi)部的不穩(wěn)定性引起的頻率偏移設(shè)為ε，則q 接收端的信號可以表示為：　　式中，q= 1，2，3，Nr ,w q ( n) 代表噪聲。 Nt * Nr MIMOOFDM 模型　　從第p 個傳送天線中傳送出來的OFDM 信號可以表示為：　　式中，N 為OFDM 符號的子載波數(shù)。圖1首先建立MIMOOFDM 模型，然后計算它的定時同步和頻率同步，最后進行性能仿真和分析。GCL 序列不僅滿足很好的周期自相關(guān)性，也具有一定的互相關(guān)性，而且應(yīng)用廣泛，符合導(dǎo)頻設(shè)計的要求。但是，MIMO 和OFDM 技術(shù)對同步要求較高，目前已經(jīng)提出了許多解決定時同步和頻率同步的方法。多輸入多輸出( multiple input multipleoutput,MIMO) 系統(tǒng)是在發(fā)射端和接收端同時使用多個天線的通信系統(tǒng)，能夠有效地利用隨機衰落和可能存在的多徑傳播成倍地提高業(yè)務(wù)傳輸速率。正交頻分復(fù)用( orthogONal frequencydivision multiplexing，OFDM) 技術(shù)被認為是實現(xiàn)高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)囊环N非常有效的手段。仿真結(jié)果表明，在相同的信噪比情況下，該方法可以使得系統(tǒng)的誤碼率和幀傳送誤碼率相對傳統(tǒng)方法得到進一步減小。提出了一種新的MIMOOFDM 定時同步和頻偏同步技術(shù)。 摘基于導(dǎo)頻信號的MIMOOFDM 同步技術(shù)： 發(fā)