【正文】 由此可選擇超快恢復(fù)型二極管SFF1630CT。 (2)二極管VDVD2的選擇對于整流二極管VD1，當電感電流連續(xù)時，△I0=I0/2=5A。開關(guān)管S2的最大電流可由下式(414)得到： (414) 代入數(shù)據(jù)，可得：～2倍的裕量， A。開關(guān)管S1最大電流可由下式(413)得到： (413) 代入數(shù)據(jù)，計算得：～2倍的裕量，則電流最大值可定為9A。原級繞組為51匝。如此，可得原級電感值為：(4)計算原、次級繞組匝數(shù)，計算次級繞組匝數(shù)可由下式(411)得到： (411)式中 U0電源輸出電壓，27 V UVD輸出整流二極管正向壓降， V則可得 實際電路當中取整數(shù)，次級繞組為17匝。(2)估算峰值電流和紋波電流平均電流可由下式(46)計算得到： (46)峰值電流可由下式(47)計算得到： (47)紋波電流可由公式(48)計算： (48)根據(jù)正激變換器的輸入輸出關(guān)系有下式： (49)當取Uin=UDin(min)=，D=Dmax=，則可知變壓器匝數(shù)N為：(3)計算原級電感值原級電感值可由下式(410)計算： (410)式中 Z損耗分配因子。如此，由公式(241)可得：查鐵氧體鐵芯參數(shù)表，對比選擇EE30型。 變壓器參數(shù)計算(1)變壓器磁芯由公式(242)可得，變壓器視在功率為：本次設(shè)計，K0=，Kf =，Bw=，fs=100kHZ。為保證濾波效果和電源性能良好，需要留有一定裕量。電源效率η=90%時，輸出濾波電容CIN可以在直流輸入電壓最小值上疊加一個小幅度的一次側(cè)脈動電壓，這是在放電過程中形成的。在計算最小值時使用，其值與整流橋后濾波電容大小有關(guān)。到此處基本的設(shè)計就算完成了。最重要的是芯片外圍電路的搭建，其中主要包括：輸出驅(qū)動，電壓前饋，輔助電源，工作頻率，過流檢測等內(nèi)容。 本章小結(jié)本章是本次設(shè)計的開關(guān)電源驅(qū)動電路設(shè)計部分，首先對驅(qū)動脈沖的三種控制方式進行了簡單介紹，接著敘述了開關(guān)電源的三種控制方式，而本次設(shè)計的驅(qū)動就是運用其中的一種方法—電壓控制型進行設(shè)計的。PI調(diào)節(jié)器參數(shù)是通過對系統(tǒng)進行仿真試湊出的，其中取K=R3/R5=，τ =R3C=。TL431有一個死區(qū)電流，R2的目的就是為了能夠提供死區(qū)電流，從而使TL431處于一種正常工作狀態(tài)。由前所述，PC817二極管正向電流IF為3mA，則R1上的壓降為UR1=IFR1，由PC817的技術(shù)手冊可知，則可以確定R2上的壓降為UR2= UR1+VF，又知流過R2的電流為IR2=IKAIF，因此可得R2的值為： (312) 當R1取值確定后，就可以計算得到R2的值。(2)待機功耗的要求，在滿足上個條件情況下盡量取大值。根據(jù)TL431的性能，可知有以下固定關(guān)系： (311)式中 U0輸出電壓 VREF參考電壓，R4的取值不是任意取的，要考慮兩個因素：(1) TL431參考輸入端的電流一般為20uA左右，為了避免此端電流影響分壓比和避免噪音的影響，一般取流過電阻R4的電流為參考電流的100倍以上。因此，可以確定PC817二極管正向電流IF為3mA。該電路利用輸出電壓與TL431構(gòu)成的基準電壓比較，通過PI調(diào)節(jié)器后，光電耦合器PC817二極管—三極管的電流發(fā)生變化，控制芯片NCP1562的誤差輸入腳，然后與電壓前饋斜坡比較，改變驅(qū)動脈沖的占空比，進而調(diào)節(jié)輸出電壓，達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。使之前端與負載完全隔離，目的在于增加安全性，減小電路干擾，優(yōu)化電路設(shè)計。由于TL431工作方式為并聯(lián)穩(wěn)壓器，所以可以用作正壓或負壓參考。這些器件顯示出寬工作電流范圍。現(xiàn)在許多電路的反饋都采用TL431，PC817配合，作為參考、隔離、取樣。所以一個好的變換器需要一個性能良好的反饋環(huán)。在穩(wěn)定的工作條件下， V。在引腳SS和地之間外接電容CSS來調(diào)節(jié)軟啟動，電容被一個10uA的恒流源充電。此引腳在正常工作模式或是待機模式時，需要被有效接地放電，以防止被充電到輸入電壓。經(jīng)過計算，RFF≥，實際電路當中取標準值110kΩ。其具體電路接法如下圖312所示：圖312 電壓前饋電路分壓器RC的選擇以上升斜坡到達3 V的時間來決定最大開通時間，在關(guān)斷時，通過對CFF電容有效接地來終止斜坡。在輸入電壓固定的時候，誤差信號單獨控制占空比，當輸入電壓變化時，前饋斜坡的斜率也跟著改變，完成對占空比的控制。NCP1562通過產(chǎn)生一個與輸入電壓成比例的電壓前饋斜坡并與誤差信號相比較來實現(xiàn)電壓前饋，進而完成對伏秒積的限制。如果最大伏秒積超過一定限度，變壓器將飽和，還可能損壞系統(tǒng)。 (38)式中 VV鋸齒波的最小值(2V)VP鋸齒波的最大值(3V)IRCCT放電電流(500uA)經(jīng)過計算，CT=，在次對照NCP1562工作手冊上的圖23，可以另CT取值470pF，此時發(fā)現(xiàn)計算結(jié)果與理想工作波形非常的接近。通過查NCP1562工作手冊上的圖24可以得到，RT取值為30kΩ。電阻接在基準PIN8和PIN6引腳之間，電容接在PIN6和PIN5(地)之間。NCP1562可以進行精確的占空比控制。(4)工作頻率和最大占空比當輸入電壓較低時，有源箝位變換器主開關(guān)的漏源極間電壓，會迅速上升。一個容量不小于1000pF的小電容C必不可少，可以提高對噪聲的抗干擾能力。過壓閾值可由下式計算： (37)結(jié)合公式(37)和(38)，計算得到R1=，R2=770kΩ。 V，芯片內(nèi)部50uA電流源( )會向此引腳注入電流。圖311 過欠壓檢測電路系統(tǒng)的最小工作電壓可以通過PIN2引腳UVOV的電壓與基準參考電壓VUV(2V)比較來控制。此外，在同一個引腳上來可以進行獨立的過壓檢測。圖310 電阻分壓電路實際電路當中,R1取10k，R2取51k。(3)過欠、壓檢測電路由于輸入交流電為85V～265V，經(jīng)過整流濾波電路后電壓大約在110V～375V，所以在設(shè)計時可以采用電阻分壓電路，使電壓有所下降，而且PIN1引腳VIN的輸入電壓也不可以超過100V。圖39 電流檢測電路如果連續(xù)過流情況存在，變換器將進入跳周期電流模式。R取值為100Ω，C取值為100pF。NCP1562包含有一個75ns前沿消隱電路，可以消除電流信號的前沿尖峰，也可以通過設(shè)計RC低通濾波電路來完成此項功能。可以使用電流檢測電阻RS降低系統(tǒng)成本和復(fù)雜性。本次設(shè)計將采用跳周期工作方式進行限流保護。逐周期工作方式，電流一旦達到限制的閾值，傳輸將會結(jié)束；跳周期工作方式，如果發(fā)生連續(xù)限流，變換器在使用者設(shè)定的時間內(nèi)停止工作。在電流限制條件下，NCP1562通過低傳送延時和極其精準的限流閾值配合來限制最大的傳送功率。當變換器工作在非正常狀態(tài)，電流有可能明顯劇增，會對系統(tǒng)造成永久性破壞。為了獲得好的電源性能這是必須的。如以前所討論的，再啟動芯片期間，CAUX 的容量需要足夠大來維持VAUX高于VAUX(off2)，實際所取值可以滿足要求。濾波電感LAUX可由下式計算： (32)而式(32)中的可由下式計算： (33)式中 IAUX3控制器的偏置電流(可以查NCP1562工作手冊，) QT(main)主開關(guān)器件的門極充電電荷量 QT(clamp)箝位開關(guān)器件的門極充電電荷量當IAUX(min)取IAUX的15%時，由式(32)和(33)，計算得到LAUX=694uH，在實際電路當中可取1000uH。本次設(shè)計采用變壓器繞組方式，同時可以減小電容CAUX的容量，其具體電路如圖38所示。輔助電源可以來至于變壓器的繞組或者是輸出電感。因此，輔助電容CAUX必須足夠大，儲存足夠能量來維持VAUX上的電壓高于其關(guān)斷閾值VAUX(off2)。參閱芯片的工作手冊，按照各個引腳功能以及實際設(shè)計性能要求搭建外圍電路。啟動電流將減少到200uA。在正常工作時，IC通過輔助繞組獲得供電。如果偏置電流的損耗超過啟動電流，VAUX將持續(xù)放電。電流源被關(guān)閉，同時啟動輸出。(OUT1) 控制器的主要輸出端。OUT2有一個可以調(diào)節(jié)的前、后沿交迭延時，與OUT1相反。如果過流能在這個階段清除，CCSKIP將被放電到0V，否則，建立一個打隔工作模式。如果過流故障在進入軟關(guān)斷前移除，電容將被10uA的電流源放電。故障時間和變換器的關(guān)斷時間均由此腳的電容來決定。(tD) 通過地和此引腳的外接電阻來設(shè)定OUT1和OUT2間的延遲時間。在啟動時，通過比較這個腳的電壓和前饋斜坡來限制占空比。在輸入到PWM比較器之前，一個串聯(lián)的二極管和電阻對電壓進行補償，一個內(nèi)置的上拉電阻允許直接連接到光藕。(VREF) 精準的5V參考，最大輸出電流為5mA，外部需要一個旁路電容。(SYNC) 雙向的頻率同步器，允許和另外一個NCP1562保持同步。通過對鋸齒波的最大值和最小值的精確控制來提供可精確控制的占空比和頻率。(GND) 所有的控制和時間組件接地點，應(yīng)采用最短的連接方式以提高對噪聲的抗干擾能力。在正常工作狀態(tài)時，內(nèi)建的前沿消隱脈沖將防止破壞性的誤觸發(fā)。(CS) 過流檢測輸入，()，變換器將工作在逐周期電流限制模式。(FF) 從線電壓上取的一個外接RC分壓器產(chǎn)生電壓前饋斜坡，這個斜坡被PWM比較器用來設(shè)定占空比，形成直接輸入線調(diào)節(jié)。最小和最大輸入電壓是獨立調(diào)整好的。其主要特性：(1)可調(diào)交疊延時雙重控制輸出(2)大于2A的輸出驅(qū)動(3)以受控的軟關(guān)斷方式關(guān)閉變換器(4)逐周期電流限制(5)在連續(xù)電流限制條件下啟動跳周期模式(6)帶輸入電壓前饋的電壓控制模式(7)最大開關(guān)頻率可達1MHZ(8)雙向頻率同步(9)獨立的欠壓和過壓檢測(10)可精確設(shè)計的最大占空比限制(11)可設(shè)計產(chǎn)生的最大伏秒積(12)可設(shè)計的軟啟動(13)內(nèi)建的100V啟動電路(14)精確的5V基準電壓(15)無鉛產(chǎn)品 各個引腳功能(Vin) 可直接連接輸入側(cè)線電壓以啟動內(nèi)建的啟動器，一個恒流源提供電流為16引腳的VAUX的旁路電容充電，不需要啟動電阻，充電電流典型值為10mA，最大輸入電壓為100V。兩個顯著特點是軟關(guān)斷和時間控制的跳周期電流限制功能，當發(fā)生重要問題時，通過一個受控方式的軟關(guān)斷來關(guān)斷變換器。主輸出用于驅(qū)動正激變換器的主MOSFET，第二路輸出可以驅(qū)動有源箝位電路的MOSFET、同步整流器件、半橋電路開關(guān)器件。本次設(shè)計最終選用有源箝位正激變換器專用芯片NCP1562，該芯片是電壓控制型16引腳芯片，可以輸出兩路驅(qū)動脈沖，分別用于驅(qū)動主開關(guān)管和有源箝位開關(guān)管，而且驅(qū)動脈沖可以設(shè)計死區(qū)時間，避免兩個開關(guān)器件同時導通?？刂菩烷_關(guān)電源雖然響應(yīng)速度很快，但其抗干擾能力差，當占空比大于50%時，會產(chǎn)生次諧波振蕩，所以要使用斜坡補償。當 增大到誤差電壓時，比較器翻轉(zhuǎn)，從而使鎖存器輸出變?yōu)榈碗娖剑_關(guān)器件關(guān)斷。其原理框圖如下圖37所示：圖37 控制型原理框圖控制型穩(wěn)態(tài)時的工作原理為：在每個周期開始時時鐘信號使鎖存器復(fù)位、開關(guān)管導通，開關(guān)電流由初始值線性增大。事實上， 為電感的紋波電流在輸出濾波電容的寄生電阻上的壓降。輸出電壓反饋回來作為兩個控制環(huán)的反饋量。如此看來，電流控制型將會是未來開關(guān)電源較為理想的控制方式。⑵系統(tǒng)的穩(wěn)定性和動態(tài)特性會有明顯改善。這樣，逐個檢測和調(diào)節(jié)電流脈沖，就可以達到控制電源輸出電壓的目的。所謂電流型控制，就是在脈寬比較器的輸入端將電流采樣信號與誤差放大器的輸出信號進行比較，以此來控制輸出脈沖的占空比，使輸