【正文】 特別感謝我的指導(dǎo)老師***老師，在本畢業(yè)設(shè)計(jì)中給予我悉心指導(dǎo)，從設(shè)計(jì)開(kāi)始到結(jié)束的過(guò)程遇到很多困難都是他給我鼓勵(lì)與指引，使我能夠克服重重困難，將設(shè)計(jì)完成，在此謹(jǐn)向***老師致以誠(chéng)摯的謝意和崇高的敬意。感謝電控學(xué)院四年來(lái)對(duì)我的辛苦培育，讓我在大學(xué)這四年來(lái)學(xué)到很東西，特別感謝學(xué)校為我提供了良好的學(xué)習(xí)環(huán)境、感謝領(lǐng)導(dǎo)、老師們四年來(lái)對(duì)我無(wú)微不至的關(guān)懷和指導(dǎo)，讓我得以在這四年中學(xué)到很多有用的知識(shí)。致謝行文至此，我的這篇畢業(yè)設(shè)計(jì)已接近尾聲；歲月如梭，我四年的大學(xué)時(shí)光也即將敲響結(jié)束的鐘聲。同時(shí)使自己對(duì)電力電子直流變換器研究有更深入的認(rèn)識(shí)。而當(dāng)在能量反向流動(dòng)時(shí)，因?yàn)橐獙?duì)電池充電，充電電流要控制，所以采用平均電流模式控制。 本文詳細(xì)分析了該雙向半橋零電壓（ZVS）DCDC變換器的工作原理和不同時(shí)間段的等效電路，以及實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)的條件。8 總結(jié) 本文在分析雙向DCDC變換器應(yīng)用和軟開(kāi)關(guān)技術(shù)的基礎(chǔ)上，介紹了一種相移控制零電壓(ZVS)雙向DCDC變換器, 和雙向全橋變換器相比，元器件的數(shù)量減少了一半，所用元器件少，使得元器件更加緊湊。而且DSP開(kāi)發(fā)系統(tǒng)的國(guó)產(chǎn)化工作已經(jīng)完成，國(guó)產(chǎn)開(kāi)發(fā)系統(tǒng)的價(jià)格至少比進(jìn)口價(jià)格低一半。DSP器件還提供了高度專(zhuān)業(yè)化的指令集，提高了FFT快速傅里葉變換和濾波器的運(yùn)算速度。內(nèi)置高速的硬件乘法器，增強(qiáng)的多級(jí)流水線，使DSP器件具有高速的數(shù)據(jù)運(yùn)算能力。有的片內(nèi)集成了A/D和采樣/保持電路，可提供PWM輸出。因?yàn)榕c單片機(jī)相比，DSP器件具有較高的集成度，具有更快的CPU，更大容量的存儲(chǔ)器，內(nèi)置有波特率發(fā)生器和FIFO緩沖器。7 技術(shù)經(jīng)濟(jì)性分析本文所選器件均為市場(chǎng)上常用器件，有些器件可用其它同功能不同型號(hào)器件代替，因此具有較強(qiáng)的普遍適用性。滿(mǎn)足設(shè)計(jì)需要。對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)延遲量為125，則移相精度為：φmin =90176。圖63 移相PWM調(diào)制程序流程圖Fig63 Program flow chart of phaseshifted PWM modulation本文中2407A DSP的晶振為20MHz有源晶振，單指令周期最短為50ns。2) 數(shù)字移相PWM程序流程圖基于DSP的移相PWM調(diào)制程序流程圖如圖63所示。在一個(gè)周期中的任一時(shí)刻一個(gè)新的值都可以寫(xiě)到這個(gè)影子寄存器中去，當(dāng)COMCONA寄存器所規(guī)定的某一個(gè)特定定時(shí)器事件發(fā)生時(shí)，影子寄存器的內(nèi)容被加載到工作的比較寄存器上，從而改變下一個(gè)周期的PWM脈沖寬度。本文中的系統(tǒng)就是通過(guò)使用比較單元來(lái)產(chǎn)生 PWM波。周期值用于產(chǎn)生PWM波的頻率(或周期)，比較值主要用于產(chǎn)生PWM波的脈寬。由于現(xiàn)有的TMS320LF2407A DSP芯片中沒(méi)有移相控制器，不具備直接生成移相 PWM 驅(qū)動(dòng)信號(hào)的功能，因而需要提出以軟件為基礎(chǔ)的移相調(diào)制方案，以便于實(shí)現(xiàn)移相控制。移相驅(qū)動(dòng)波形的產(chǎn)生有模擬方式和數(shù)字方式兩種。定時(shí)器下溢中斷服務(wù)程序流程框圖如圖62 所示。 中斷服務(wù)程序設(shè)計(jì)圖62 定時(shí)器下溢中斷服務(wù)程序流程圖Fig62 Timer overflow interrupt service under the program flow chart雙向半橋變換器系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)的重要部分是定時(shí)器下溢中斷服務(wù)程序的設(shè)計(jì)，因?yàn)殡妷弘娏餍盘?hào)的采樣、移相調(diào)制信號(hào)的發(fā)生、PI控制器的計(jì)算，以及出現(xiàn)故障時(shí)的保護(hù)都是在中斷服務(wù)程序中完成的。主程序主要完成對(duì)DSP芯片的初始化，以及片內(nèi)外設(shè)控制寄存器的初始化和特殊變量的初始化等；PWM定時(shí)中斷服務(wù)程序主要完成輸入電感電流和輸出電容電壓信號(hào)的AD采樣，移相 PWM波形的生成，電流和電壓調(diào)節(jié)算法以及各種系統(tǒng)保護(hù)等。6 控制系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)主要是對(duì)控制算法的數(shù)字實(shí)現(xiàn)，實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)是在固定開(kāi)關(guān)頻率的情況下，通過(guò)控制移相角的方式來(lái)調(diào)節(jié)輸出功率，并且通過(guò)電流和電壓來(lái)控制電感電流和電容電壓，因此在軟件中設(shè)置定時(shí)中斷來(lái)產(chǎn)生移相PWM信號(hào)，并且進(jìn)行電壓和電流的采樣和計(jì)算。在使用自舉技術(shù)產(chǎn)生Vb時(shí)，接于Vb與Vs之間的電容應(yīng)為穩(wěn)定、低串聯(lián)電感、高頻率特性的優(yōu)質(zhì)電容，可選滿(mǎn)足該要求的瓷片電容或鈕電容，此電容容量將隨IR2118工作頻率的提高而下降。此時(shí)，MOSFET截止，其源極電位接近地電位，電源通過(guò)二級(jí)管D2給C2充電，使C2上的電壓接近VCC。圖57 驅(qū)動(dòng)電路原理圖Fig57 Driver circuit diagram對(duì)自舉電容C2的初始充電是由源VCC通過(guò)變換器的電感和濾波電容進(jìn)行的。輸出的柵極驅(qū)動(dòng)電壓范圍為l0V~20V，邏輯電源電壓范圍為l0V~20V。HO端是驅(qū)動(dòng)脈沖輸出端；VB端是高端浮置電源電壓，NC端是空腳懸空端。各引出端功能分別是：Vcc端是邏輯輸入部分工作電源電壓。 1） IR2118的功能原理及主要特點(diǎn) IR2118是一種高壓高速功率MOSFET和IGBT驅(qū)動(dòng)器，是專(zhuān)為驅(qū)動(dòng)單個(gè)功率MOSFET或IGBT而設(shè)計(jì)的柵極驅(qū)動(dòng)器集成電路。驅(qū)動(dòng)隔離電路就是為實(shí)現(xiàn)這些功能而設(shè)計(jì)的。圖56 過(guò)電壓保護(hù)電路Fig 56 Overvoltage protection circuit DC/DC變換器的驅(qū)動(dòng)電路我們知道，主電路和控制電路之間需要進(jìn)行電氣隔離，以保證不發(fā)生干擾?？刂颇K具有多種硬件故障檢測(cè)和保護(hù)電路，可以實(shí)現(xiàn)電流保護(hù)和電壓保護(hù)，其中過(guò)壓保護(hù)電路，如圖56所示。為了保證系統(tǒng)安全可靠的工作，2407 DSP提供了一個(gè)引腳，當(dāng)該引腳被拉成低電平的時(shí)候，DSP內(nèi)部定時(shí)器立即停止計(jì)數(shù)，所有的PWM輸出引腳全部呈現(xiàn)高阻態(tài)，同時(shí)產(chǎn)生故障中斷信號(hào)，通知DSP有異常情況發(fā)生。由于以上的特點(diǎn)，CAN總線在汽車(chē)工業(yè)中得到了廣泛的應(yīng)用。因此具有很好的檢錯(cuò)和出錯(cuò)重發(fā)功能，出錯(cuò)率極低。節(jié)點(diǎn)數(shù)可達(dá)110個(gè)，通信介質(zhì)可以是雙絞線、同軸電纜或光導(dǎo)纖維。2）只需通過(guò)報(bào)文濾波即可實(shí)現(xiàn)點(diǎn)對(duì)點(diǎn)，一點(diǎn)對(duì)多點(diǎn)及全局廣播等幾種方式收發(fā)數(shù)據(jù)，無(wú)須專(zhuān)門(mén)的調(diào)度。當(dāng)多個(gè)節(jié)點(diǎn)同時(shí)向總線發(fā)送信息時(shí)，優(yōu)先級(jí)較低的節(jié)點(diǎn)會(huì)主動(dòng)退出發(fā)送，等待總線空閑時(shí)再發(fā)。2）電壓采樣電路：直流側(cè)電容電壓的測(cè)量用于電壓的過(guò)壓保護(hù)以及直流側(cè)電壓外環(huán)的閉環(huán)反饋，為了對(duì)直流電壓進(jìn)行測(cè)量，本系統(tǒng)采用了LEM公司的LV25P電壓傳感器，匝數(shù)比為2500:1000，原邊額定輸入電流10mA，副邊額定輸出電流為25mA，原、副邊采樣電阻分別為50KΩ/10W和50Ω，設(shè)計(jì)的調(diào)理電路如圖55所示。因此，為了準(zhǔn)確地檢測(cè)直流電流，并且實(shí)現(xiàn)檢測(cè)值隨待檢電流在0~，采用如圖54所示的采樣調(diào)理電路。40mv/A，在本系統(tǒng)中，需要檢測(cè)的電流有負(fù)載電流和電感電流，都是雙向流動(dòng)的，即電流大小有正負(fù)之分，因此，經(jīng)電流傳感器檢測(cè)到的信號(hào)也將在正負(fù)之間變化。本系統(tǒng)采用Tamura公司的電流傳感器，型號(hào)為L(zhǎng)03S050D15。本次設(shè)計(jì)中選擇定時(shí)器1的周期中斷啟動(dòng)AD轉(zhuǎn)換，采用啟動(dòng)/停止模式工作，在定時(shí)器1的下溢中斷服務(wù)子程序中讀取結(jié)果寄存器中的轉(zhuǎn)換結(jié)果。模數(shù)轉(zhuǎn)換時(shí)間包括采樣保持和轉(zhuǎn)換時(shí)間。圖53 TMS320LF2407A供電電路原理圖Fig53 TMS320LF2407A power supply circuit1）電流采樣電路：實(shí)現(xiàn)控制算法需要對(duì)模擬量進(jìn)行AD采樣，2407 DSP具有很高的運(yùn)算速度，使得在線計(jì)算、實(shí)時(shí)控制得以實(shí)現(xiàn)。TPS7333的腳在上電時(shí)產(chǎn)生200ms的延時(shí)，正好滿(mǎn)足TMS320LF2407A上電復(fù)位的時(shí)序要求。TMS320LF2407A要求其復(fù)位腳在輸入時(shí)鐘產(chǎn)生后至少保持8個(gè)輸入時(shí)鐘周期的低電平，即輸入頻率為20MHz時(shí)，信號(hào)要保持至少850ns＝400ns的低電平。圖 53 為供電電路的原理圖，本實(shí)驗(yàn)中TMS320LF2407A的供電電路主要完成為數(shù)字控制板提供+。圖52集成運(yùn)放供電電路Fig 52 Integrated operational amplifier power supply circuit本文設(shè)計(jì)的輔助電源板輸出電壓為+10V，DSP芯片需要的供電電壓為3. 3V，集成運(yùn)放需要的供電電壓為+15V、15V,電源電路如圖52所示。2407 DSP自帶可以編程的死區(qū)控制發(fā)生器，通過(guò)設(shè)置相應(yīng)的死區(qū)控制寄存器DBTCON就可以使能相應(yīng)的死區(qū)單元。周期設(shè)置為50us（20KHz的開(kāi)關(guān)頻率），根據(jù)程序計(jì)算出開(kāi)關(guān)元件的占空比之后，填寫(xiě)相應(yīng)的比較寄存器CMPRx。圖51中的PWM是MOSFET的觸發(fā)脈沖，由事件管理器模塊產(chǎn)生。相互獨(dú)立的數(shù)據(jù)總線和地址總線，支持同時(shí)對(duì)數(shù)據(jù)和程序存儲(chǔ)空間的尋址。2407 DSP具有16位定點(diǎn)DSP內(nèi)核和指令集，指令周期33ns。主控制器采用TMS320LF2407A雙向半橋變換器控制電路原理如圖51所示。近年來(lái)功率電子學(xué)成為DSP的一個(gè)全新的應(yīng)用領(lǐng)域，在電機(jī)控制、不間斷電源(UPS ), DC/DC變換器控制中，DSP都得到了廣泛的應(yīng)用。TI公司生產(chǎn)的DSP ( TMS320LF2407A)是一種特殊結(jié)構(gòu)的微處理器，采用了程序和數(shù)據(jù)分離的哈佛結(jié)構(gòu)，具有專(zhuān)門(mén)的硬件乘法器，采用流水線操作，提供特殊的DSP指令。間接尋址通過(guò)8個(gè)16位輔助寄存器訪問(wèn)數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器。當(dāng)需要訪問(wèn)數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器時(shí)，用戶(hù)可采用直接或間接尋址方式。立即尋址包括短立即尋址和長(zhǎng)立即尋址。TMS320LF240x指令集采用3中基本的存儲(chǔ)器尋址方式：立即尋址方式、直接尋址方式和間接尋址方式。5）狀態(tài)寄存器ST0和ST1TMS320LF240x 系列DSP有兩個(gè)狀態(tài)寄存器ST0和ST1，含有各種狀態(tài)和控制位。③比較AR0和當(dāng)前AR的內(nèi)容，然后將比較結(jié)果放至狀態(tài)寄存器ST1中的測(cè)試/控制位TC（CMPR指令）。②將1個(gè)常數(shù)加至輔助寄存器值(ADRK指令)或從輔助寄存器值中減去1個(gè)常數(shù)（SBRK指令）。這8個(gè)輔助寄存器提供了強(qiáng)大而靈活的間接尋址能力，利用包含在輔助寄存器中的16位地址可以訪問(wèn)64K數(shù)據(jù)空間中的任意單元。4）輔助寄存器算術(shù)單元(ARAU)CPU中還包括輔助寄存器單元(ARAU)，該算術(shù)單元完全獨(dú)立于中央算術(shù)邏輯單元CALU。輸出數(shù)據(jù)定標(biāo)移位器將按照存儲(chǔ)指令中指定的位數(shù)將累加器輸出的內(nèi)容左移0~7位，然后用SACH或SACL指令將移位器的高位字或低位字存至數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器中。累加器的高位字和低位字中的任意一個(gè)可以被送至輸出數(shù)據(jù)定標(biāo)移位器，在此移位后，又可被存至數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器。②累加器(ACC)。中央算術(shù)邏輯單元(CALU)實(shí)現(xiàn)許多算術(shù)和邏輯運(yùn)算功能，且大多數(shù)的功能都只需要1個(gè)時(shí)鐘周期。2）乘法器(MPY)TMS320LF240xDSP采用一個(gè)1616位的硬件乘法器，可以在單機(jī)器周期內(nèi)產(chǎn)生一個(gè)32位結(jié)果的有符號(hào)或無(wú)符號(hào)數(shù)。 TMS320LF2407A 芯片的介紹本課題中采用的數(shù)字信號(hào)處理器是TEXASINSTUMENTS(TI)公司推出的TMS320LF2407芯片，其CPU內(nèi)核主要包括以下幾個(gè)部分：1）輸入定標(biāo)移位器(ISCALE)TMS320LF240x器件提供了一個(gè)輸入定標(biāo)移位器，該移位器將來(lái)自程序存儲(chǔ)器或數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器的16位數(shù)據(jù)調(diào)整為32位數(shù)據(jù)送到中央算術(shù)邏輯單元(CALU)。從制造工藝來(lái)看，1980年采用4μm的N溝道MOS(NMOS)工藝，而現(xiàn)在則普遍采用亞微米(Micron) CMOS工藝。從運(yùn)算速度來(lái)看，MAC(一次乘法和一次加法)時(shí)間已經(jīng)從20世紀(jì)80年代初的400ns(如TMS32010)降低到l0ns以下(如TMS320C54X, TMS320C62X/67X等)，處理能力提高了幾十倍。美國(guó)模擬器件公司(Analog Devices，簡(jiǎn)稱(chēng)AD)在DSP芯片市場(chǎng)上也占有一定的份額，相繼推出了一系列具有自己特點(diǎn)DSP芯片，其定點(diǎn)DSP芯片有ADSP2101/2103/2105，ASDP2111/2115，ADSP2161/2162/2164以及ADSP2171/2181，浮點(diǎn)DSP芯片有ADSP21000/210ADSP21060/21062等。1986年，該公司推出了定點(diǎn)處理器iuC56010。T公司于1984年推出的DSP32。1983年日本Fujitsu公司推出的MB8764，其指令周期為120ns，且具有雙內(nèi)部總線，從而使處理吞吐量發(fā)生了一個(gè)大的飛躍。TI公司也成為世界上最大的DSP芯片供應(yīng)商，其DSP市場(chǎng)份額占全世界份額近50%。TI將常用的DSP芯片歸納為三大系列，即:TMS320C2000系列(包括TMS320C2X/C2XX)、TMS320C5000系列(包括 TMS320C5X/C54X/C55X), TMS320C6000系列(TMS320C62X/C67X)。在這之后，最成功的DSP芯片當(dāng)數(shù)美國(guó)德州儀器公司(Texas Instruments，簡(jiǎn)稱(chēng)TI)的一系列產(chǎn)品。這兩種芯片內(nèi)部都沒(méi)有現(xiàn)代DSP芯片所必須有的單周期乘法器。圖411為變換器反向工作時(shí)，輸入電壓為288V,輸出電壓的波形，從圖中可以看出，輸出電壓值在12V左右，滿(mǎn)足設(shè)計(jì)的要求。圖49 正向工作時(shí)輸出電壓波形Fig49 Output voltage waveforms in forward work mode4） 雙向半橋零電壓DCDC變換器反向工作時(shí)的主要波形 圖410 反向時(shí)的Vr1和Vr2的波形Fig410 Waveforms of Vr1 and Vr2 in reverse work mode雙向半橋零電壓DCDC變換器反向工作時(shí)，因?yàn)橐獙?duì)電流進(jìn)行控制，控制電路采用平均電流模式控制。圖48為正向工作模式下，輸出電壓為288V、輸出功率P0=72W時(shí)，變壓器漏感Ls兩邊電壓Vr1和Vr2的波形。圖46 開(kāi)關(guān)管脈沖波形Fig46 Waveforms of switch tube pulse2） 變壓器基本原理仿真波形圖如圖47所示，圖中為變壓器電壓和電流波形。仿真電路所用的其它主要參數(shù)如下：主功率開(kāi)關(guān)管S1～S4 ：RDS= ；輸入的直流電壓：V in=12V；輸出的直流電壓：Vo=2