功率因數(shù)校正電路分析(參考版)
2025-06-19 04:17本頁(yè)面
【正文】 TDH%是這個(gè)輸入端允許諧波失真的百分比。12 ．前饋分壓器電容這些電容確定了Vff對(duì)交流輸入電流三次諧波失真的貢獻(xiàn)。D ．選擇Rvd設(shè)定直流輸出電壓 例Rvd=(511k)/()=。Rvi的值是比較隨意的。電壓誤差放大器在二次諧波頻率的增益為 對(duì)于UC3854 Vvao=51=4V。%分配到Vff輸入，%分配到輸出紋波電壓，%分配到Vvao。UC3854的Vff的每1%二次諧波就會(huì)在輸入電流中產(chǎn)生1%的三次諧波。交流母線諧波主要是三次的。令環(huán)的截止頻率為零 例Ccz=1/(220K)=507pF，取620pFE ．選擇Ccp極點(diǎn)必須在fs/2之上 例Ccp=1/(2100k20k)=80pF，取62pF10 ．諧波失真預(yù)算確定最大THD級(jí)別。 例Vrs=(400)/(100000)=這個(gè)電壓必須等于定時(shí)電容上電壓Vs的峰峰值（）。8 ．振蕩頻率按希望的開(kāi)關(guān)頻率計(jì)算出Ct 例Ct=(10k100k)=9 ．電流誤差放大器補(bǔ)償A ．在開(kāi)關(guān)頻率下的放大器增益計(jì)算因電感電流下降時(shí)在檢測(cè)電阻上產(chǎn)生的壓降，再除以開(kāi)關(guān)頻率。E ．選擇Rmo在輸入母線電壓最低的峰值電流下，Rmo上的壓降應(yīng)等于Rs上的壓降。求出Vin(min)時(shí)的乘法器輸入電流Iac，即可求出Rset。C ．選擇Rb1這是偏置電阻。分壓器電阻可用下面的兩個(gè)式子求出，分壓器輸入阻抗通常選1M。 A ．前饋分亞器由于Vin的方均根值隨著整流輸入電壓的變化，在Vin(min)時(shí)。7 ．乘法器設(shè)計(jì)乘法器的工作由下面的方程給出。選擇一個(gè)過(guò)載峰值電流Ipk(ovld) ，典型情況Rpk1取10k。C 要保證這個(gè)電阻上的電壓較低，典型情況是.A ．求出例Ipk(max)=+=(p)B 如果不考慮保持時(shí)間，用二次諧波紋波電壓和總電容功率損耗來(lái)確定最小電容。選擇輸出電容 其中是保持時(shí)間，V1是最小輸出電容電壓。例：Po(max): 250WVin: 80270VacfL : 4765HzVo: 400Vdc2．選擇開(kāi)關(guān)頻率例：100Khz3．選擇電感A．最大峰值母線電流。實(shí)例仍然選原來(lái)的。至此就完成了有源功率因數(shù)校正器主電路的設(shè)計(jì)。因?yàn)榻刂诡l率是用來(lái)計(jì)算濾波電容的，即電容阻抗等于截止頻率下的負(fù)載電阻的阻抗。為了求出電容值，就要求出截止頻率，它們的關(guān)系仍然一樣。兩級(jí)濾波器的相互作用不大，因?yàn)樗鼈兊淖杩共煌?，故可分別處理。要使帶寬最寬，這個(gè)濾波器的兩個(gè)極點(diǎn)應(yīng)位于同一頻率。希望這個(gè)分壓器串能實(shí)現(xiàn)一個(gè)二階濾波器，這樣會(huì)給出母線電壓方均根值變化的更快的響應(yīng)。所需要的衰減量，或?yàn)V波器增益，%。前饋分壓器中的電容（Cff1和Cff2）衰減來(lái)整流輸入電壓的紋波電壓。實(shí)例算出為177K，取174K。再令Rvf等于Cvf在fvi時(shí)的阻抗，就可解出Rvf。Xco用1/(2pfCo)代替，Xcf用1/(2pCvf)代替。這個(gè)函數(shù)有二階斜率（每十倍－40dB），所以是頻率平方的函數(shù)。這個(gè)誤差放大器在極點(diǎn)之上頻率響應(yīng)增益為其中Gva是電壓誤差放大器增益，Xcf是反饋電容的阻抗，Rvi是輸入電阻。這樣就可把升壓級(jí)傳輸函數(shù)簡(jiǎn)單地用功率表示。等于環(huán)增益是誤差放大器增益和功率級(jí)增益之積，可用輸入功率來(lái)表示。它只影響直流輸出電壓的設(shè)定。要輸出400Vdc，可再在這個(gè)Rvd上并一個(gè) 414K電阻，不過(guò)這個(gè)應(yīng)用用390Vdc就可以了。Rvi的值總是確定的，所以Rvd由所希望的輸出電壓求出。如果取Cvf =，相位差會(huì)稍好一些，失真只稍大一點(diǎn)點(diǎn)，故取這個(gè)值。反饋電容Cvf 設(shè)置二次諧波紋波頻率的增益，通過(guò)它的選擇校正母線頻率二次諧波的電壓誤差放大器增益。它的值必須足夠小，以至于偏置電流對(duì)輸出影響不大，但為了它的損耗不大又必須充分大。電壓誤差放大器輸出峰值紋波電壓除輸出電容峰值紋波電壓。實(shí)例變換器電壓誤差放大器輸出峰值紋波電壓為60mVpk。%。這要以變換器指標(biāo)為基準(zhǔn)。這個(gè)二次諧波電壓峰值為其中Vopk是輸出紋波電壓的峰值（峰峰值是這個(gè)值的兩倍〕，fr是紋波頻率，即輸入母線頻率的二次諧波，Co是輸出電容值，Vo是直流輸出電壓。用失真準(zhǔn)則確定電壓誤差放大器對(duì)母線頻率二次諧波的增益，爾后求出1增益截止頻率，并用來(lái)確定電壓誤差放大器頻率響應(yīng)的極點(diǎn)位置。這就是用于穩(wěn)定電壓環(huán)的技術(shù)。這樣就構(gòu)成一個(gè)積分器，它的抗性特性是每十倍開(kāi)關(guān)頻率變化而變化20dB。輸出級(jí)的基本低頻模型是驅(qū)動(dòng)一個(gè)電容的電流源。為了衰減輸出電容上的母線頻率二次諧波，保持輸入電流的調(diào)制小，環(huán)帶寬必須足夠地低。它在實(shí)際開(kāi)關(guān)頻率之上,所以應(yīng)該用大一點(diǎn)的電容值,不過(guò)這兒用62pF電容就足夠了。如果這個(gè)極點(diǎn)在半開(kāi)關(guān)頻率之上,就不會(huì)影響電流環(huán)的頻率響應(yīng)。為給出更低一點(diǎn)的相位差,Ccz取620pF。方程是,Ccz=1/(2pfciRcz)。45度相位差是非常穩(wěn)定的,不僅過(guò)沖小,對(duì)器件變化還具有很好的冗余度。如它在截止頻率,相位差將為45度。輸入電阻(Rci),反饋電阻(Rcz)取20K,。,開(kāi)關(guān)頻率為100KHz,。在實(shí)例電路中,輸出電壓為400Vdc,所以電感電流的下降率為400mA/us。重新安排方程并解出截止頻率為其中fci是電流環(huán)截止頻率,Rcz/Rci是電流誤差放大器增益。不穩(wěn)定性將出現(xiàn)在輸入波形的尖端附近,隨著輸入電壓增加而消失。這個(gè)斜率,在開(kāi)關(guān)頻率附近被電流誤差放大器增益放大,如電流環(huán)補(bǔ)償適當(dāng),它就等于振蕩器斜波的斜率(單位為V/S)。在這一點(diǎn)(Vin=0),電感電流由升壓變換器輸出電壓和電感之比(Vo/L)給出。電感電流下降斜率單位是A/S,當(dāng)輸入電壓為零時(shí)值最大。這個(gè)誤差放大器在開(kāi)關(guān)頻率附近的增益由開(kāi)關(guān)開(kāi)斷時(shí)電感電流的下降斜率跟蹤振蕩器斜波確定。電流誤差放大器補(bǔ)償是為了給出開(kāi)關(guān)頻率附近的平坦的增益,用升壓功率級(jí)自然關(guān)斷給出總環(huán)的校正補(bǔ)償。這個(gè)方程只對(duì)濾波器諧振頻率(LCo)和開(kāi)關(guān)頻率之間的區(qū)域是正確的。升壓變換器控制到輸入電流傳輸函數(shù)是單極點(diǎn)的,且出現(xiàn)在高頻端,這是因?yàn)樯龎弘姼械淖杩购蜋z測(cè)電阻(Rs)構(gòu)成了一個(gè)低通濾波器。實(shí)例電路fs=100KHz,Rset=10K,所以Ct=。振蕩器頻率振蕩器充電電流是Iset,由Rset確定,振蕩器頻率由延時(shí)電容和充電電流確定。,。,使得乘法器的輸出變?yōu)榍蠛忘c(diǎn)。實(shí)例電路的Rset=，取10k。Imo不能大于Iac的兩倍 , 這也就是在這個(gè)電壓下的最大允許電流，同樣也就限制了功率因數(shù)校正器的峰值輸入電流。乘法器的最大輸出電流可用相應(yīng)條件和前面給出的Imo方程求出。實(shí)例電路中Rb1取150k來(lái)提供這個(gè)校正偏置。用一個(gè)電阻Rb1由Vref接到pin6，提供這個(gè)小偏流。Rvac取620k。這個(gè)電流大一些，乘法器的線性就會(huì)好一些。但一般情況下不主張這么做。如某個(gè)應(yīng)用有很寬的輸入電壓范圍，又要求有很低的諧波失真。把這些值代入前面的乘法器 輸出電流方程就可看出這一點(diǎn)。如設(shè)置5V作為正常工作的工作點(diǎn)，%的過(guò)載限制。電壓誤差放大器的輸出相當(dāng)于變換器的輸入功率。注意。當(dāng)輸入電壓方均根值為80Vac，平均值為72V時(shí)。本實(shí)例用UC3854。不過(guò)用Vff把輸入電壓在高端加以限制，要比由乘法器輸出來(lái)限制低端要好。則因內(nèi)部電流限制使乘法器輸出保持不變。在這種情況下，Vff輸入被箝位，所以失去前饋功能。Vff分壓器要滿
法律信息相關(guān)推薦
鄂ICP備17016276號(hào)-1