【正文】 本課程只能在講清楚討論條件后，直接引用有關(guān)結(jié)論。 通信電子線路 3 + L 1 C 2 V 2 Va ? b ? V 12 V o R L V 12 C 1 C 5 a b D 2 D1 C3 C 4 M N R1 R 2 C 6 a ? b ? M L 2 c L 3 167。反之亦然。39。39。 (3) D1和 D2按環(huán)路順接，以保持直流通路，因此 C3和 C4上的 電壓極性一致， Va?b?=VC3+VC4。?????v其波形變換部分與相位鑒頻器基本相同，電路上差別主要 有以下幾點(diǎn)： (1) R1， R2連接點(diǎn) N接地，負(fù)載 RL接在 MN之間，輸出電壓由 M， N引出。39。比例鑒頻器的輸出電壓 )VV1V2V(21)VV(K212D1Dbaba1D2D0O39。 (2) R1和 R2兩端并接大電容 C6(一般為 10?F)，使得在檢波過 程中 a?b?間的端電壓基本保持不變。 比例鑒頻器具有自限幅功能，因而可省去外加限幅器。 abV?通信電子線路 3 前面介紹的相位鑒頻器，當(dāng)輸入調(diào)頻信號的振幅發(fā)生變化時(shí)，輸出電壓也會發(fā)生變化，因此由各種噪聲和干擾引起的輸入信號寄生調(diào)幅，都將在其輸出端反映出來。 其主要原因是，當(dāng)頻率超過一定范圍以后，已超出了輸入電路的通頻帶，耦合回路的頻率響應(yīng)曲線的影響變得顯著起來，這就導(dǎo)致了 的大小也隨著頻移的加大而下降，所以最后反而使鑒頻器的輸出電壓下降。 vD f+ D f m– D f mo – D f m+ D f mvD fo(a) 正極性鑒頻曲線 (b) 負(fù)極性鑒頻曲線 圖 725 圖 (a)為正極性鑒頻曲線，鑒頻跨導(dǎo) S＞ 0。亦即實(shí)現(xiàn)了調(diào)頻波的解調(diào)。 V a ?b ? C 1 L 1 M + – C 2 L 2 c b b ? a D 1 D 2 R 2 R 1 C 3 C 4 a ? + – V 12 C 5 L 3 V 12 + – 通信電子線路 3 可以看出： 當(dāng) fin= f0時(shí)，因?yàn)?VD1=VD2，所以 Va?b?=0； 當(dāng) fin＞ f0時(shí)，因?yàn)?VD1＞ VD2，所以 Va?b?＞ 0； 當(dāng) fin＜ f0時(shí)，因?yàn)?VD1＜ VD2，所以 Va?b?＜ 0， 因此，輸出電壓 Va?b?反映了輸入信號瞬時(shí)頻率的偏移 Df?？捎?矢量圖 來說明。 歸納起來就是： 將超前于 一個(gè)角度。 abV?12V? 2? ?????? ???2通信電子線路 3 90 ?– ?V D1V 12V D2OV ab2V ab2– X2=XL2–XC2 ③ 當(dāng) fin＜ f0時(shí)，與上面類似 ?????? ???? 2j12212Cab eVZLMXV ??即 超前于 一個(gè)大于 的相角 。 abV? 12V? 2?12222C1VjXR XLMj ???通信電子線路 3 abV? 與 間的相位關(guān)系： 12V? abV?90 ?V D1V 12V D2OV ab2V ab2–② 當(dāng)信號頻率 fin高于中心頻率 f0時(shí)， XL2＞ XC2，即 X2＞ 0。 這取決于信號頻率。 (747) 通信電子線路 3 現(xiàn)假設(shè)線圈的繞向使該式取負(fù)號。 這樣，在估算初級回路電流時(shí)，就不必考慮初級回路自 身的損耗電阻和從次級反射到初級的損耗電阻。 這里關(guān)鍵是弄清 與 間的相位關(guān)系。 通信電子線路 3 二、相位鑒頻 V a ? b ? C 1 L 1 M + – C 2 L 2 c b b ? a D 1 D 2 R 2 R 1 C 3 C 4 a ? + – V 12 C 5 L 3 V 12 + – 等幅調(diào)頻波 ?調(diào)幅 調(diào)頻波 2. 工作原理 由圖 722可以看出，初級回路電流經(jīng)互感耦合，在次級 回路兩端感應(yīng)產(chǎn)生次級回路電壓。 負(fù)載電阻 R1 R2通常比旁路電容 C3 C4的高頻容抗大得多，而耦合電容 C5與旁路電容 C3 C4的容抗則遠(yuǎn)小于高頻扼流圈 L3的感抗。 相位鑒頻器電路常有兩種： ? 電感耦合相位鑒頻器 （本節(jié)重點(diǎn)） ? 電容耦合相位鑒頻器 二、相位鑒頻 通信電子線路 3 1. 電路說明 ?輸入電路的初級回路 C L1和次級回路 C L2均調(diào)諧于調(diào)頻波的中心頻率 f0。 voffoD voD fBWD2 D fm a x通信電子線路 3 相位鑒頻器 :利用波形變換來鑒頻。 2Dfmax又稱為鑒頻器的帶寬 。 voffoD voD fBWD2 D fm a x通信電子線路 3 (2) 線性范圍 指鑒頻特性曲線近似于直線段的頻率范圍，用 2Dfmax表示，它表明鑒頻器不失真解調(diào)時(shí)所允許的頻率變化范圍。 突出優(yōu)點(diǎn)： 線性好、頻帶寬、便于集成， 同時(shí)它能工作于一個(gè)相當(dāng)寬的中心頻率范圍 (1Hz10MHz，如配合使用混頻器，中心頻率可擴(kuò)展到 100MHz)。 (3) 脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器 首先將輸入調(diào)頻波通過限幅器變?yōu)檎{(diào)頻方波，然后微分變?yōu)榧饷}沖序列，用其中正脈沖去觸發(fā)脈沖形成電路，這樣調(diào)頻波就變換成脈寬相同而周期變化的脈沖序列，它的周期變化反映調(diào)頻波瞬時(shí)頻率的變化。 優(yōu)點(diǎn)：線性良好。 分析：因?yàn)檎{(diào)頻波的頻率是隨調(diào)制信號變化的， ? 當(dāng)瞬時(shí)頻率高時(shí)，過零的數(shù)目就多； ? 當(dāng)瞬時(shí)頻率低時(shí)，過零點(diǎn)的數(shù)目就少。 通信電子線路 3 移相器 相位比較器 ( 鑒相器 ) ( 乘法器 ) v B 限幅器 v A FM 波 v A FM 波 低通濾波 解調(diào)輸出 vL ( FM — P M 波 ) 移相器 相位比較器 ( 鑒相器 ) ( 乘法器 ) v B 限幅器 v A FM 波 v A FM 波 低通濾波 解調(diào)輸出 vL ( FM — P M 波 ) 圖 719 相移乘法鑒頻框圖 這種鑒頻電路在集成電路中被廣泛應(yīng)用，其主要特點(diǎn)是性能良好，片外電路十分簡單，通常只有一個(gè)可調(diào)電感，調(diào)整非常方便。 通信電子線路 3 一、鑒頻方法 1. 實(shí)現(xiàn)鑒頻的方法 (1) 利用波形變換進(jìn)行鑒頻 將調(diào)頻信號先通過一個(gè)線性變換網(wǎng)絡(luò)，使 調(diào)頻波變換成 調(diào)頻調(diào)幅波 ，其幅度正比于瞬時(shí)頻率的變化，經(jīng)變換網(wǎng)絡(luò)輸 出的調(diào)頻調(diào)幅信號再作振幅檢波即可恢復(fù)出原調(diào)制信號 通信電子線路 3 圖 718 利用波形變換鑒頻的方框圖與波形圖 通信電子線路 3 實(shí)例：斜率鑒頻 (即失諧回路鑒頻 )、相位鑒頻等 (2) 相移乘法鑒頻 原理： 將調(diào)頻波經(jīng)過移相電路變成 調(diào)頻調(diào)相波 ，其相位的變化正好與調(diào)頻波瞬時(shí)頻率的變化成線性關(guān)系； 將此調(diào)頻調(diào)相波與未相移調(diào)頻波 (為參考信號 )進(jìn)行相位比較，即可得到鑒頻電路的解調(diào)輸出。 對調(diào)頻波而言，調(diào)制信息包含在已調(diào)信號瞬時(shí)頻率的變化中，所以解調(diào)的任務(wù)就是把已調(diào)信號瞬時(shí)頻率的變化不失真地轉(zhuǎn)變成電壓變化，即實(shí)現(xiàn) “ 頻率 —電壓 ” 轉(zhuǎn)換 。 調(diào)角信號解調(diào) 調(diào)頻波的解調(diào)簡稱鑒頻；調(diào)相波的解調(diào)簡稱鑒相。 如有必要，可以如此進(jìn)行多次。 最后獲得中心頻率為 100MHz，頻偏為 75kHz的調(diào)頻波。對于此處的例子，可用一個(gè)頻率為 1400MHz(如用石英晶體振蕩器再加上若干次倍頻的辦法來得到 )的本地振蕩電壓與之混頻。 4. 間接調(diào)頻的實(shí)現(xiàn) 310通信電子線路 3 例如，調(diào)頻廣播的中心頻率假定要求 100MHz。 如果倍頻之前載波頻率為 1MHz，則經(jīng) 1500次倍頻后，中心頻率增大為 1500MHz。為了使頻偏加大到所需的數(shù)值，常需采用倍頻的方法。 通信電子線路 3 晶體振蕩器時(shí)延網(wǎng)絡(luò)? = f ( v ? ) v = V c o s [ ?0 (t – ? ) ]v ?V c o s ? 0 t將調(diào)相波的一般數(shù)學(xué)表達(dá)式展開 ， 并以 Aｐ 代表 V， 即得 ap(t)=A0cos?0tcos[Apv?(t)]A0sin[APv?(t)]sin?0t 若最大相移很小 ， 如 [Apv?(t)] max /6 則上式可近似寫為 ap(t)=A0cos?0tA0APv?(t)sin?0t ?3. 矢量合成調(diào)相法 (阿姆斯特朗法 ) ap(t)=Vcos?(t)=Vcos[?0t+Apv?(t)] /2?通信電子線路 3 調(diào)相波在調(diào)制指數(shù)小于 ，可認(rèn)為是兩個(gè)信號疊加而成： 一個(gè)是載波振蕩 A0cos?0t， 一個(gè)是載波被抑制的雙邊帶調(diào)幅波 A0APv?(t)sin?0t 兩者的相位差為 矢量合成調(diào)相法實(shí)現(xiàn)框圖 用載波振蕩與雙邊帶調(diào)幅波疊加以實(shí)現(xiàn)調(diào)相 通信電子線路 3 ap(t)=A0cos?0tA0APv?(t)sin?0t 間接調(diào)頻：變調(diào)相波為調(diào)頻波。 通信電子線路 3 2. 可變時(shí)延法調(diào)相 周期信號在經(jīng)過一個(gè)網(wǎng)絡(luò)后，如果在時(shí)間軸上有所移動，則此信號的相角必然發(fā)生變化，時(shí)延法調(diào)相就是利用調(diào)制信號控制時(shí)延大小而實(shí)現(xiàn)調(diào)相的一種方法 。這種電路可在 90?范圍內(nèi)得到線性調(diào)相。為了減小各回路之間的相互影響，各回路之間均以小電容作弱耦合。 例：用 變?nèi)莨?對 LC調(diào)諧回路作可變移相的一種調(diào)相電路 10 0k ?10 0 0 p F0 .0 2 100k ?15k ? 1 0 0 0 p F 1 0 0 0 p F+ 9 V調(diào)相波C j調(diào)制信號v ?v c載波 R110k ?L R C j = f ( v ? ) L R 1 v c (a) (b) 圖 715 LC回路變?nèi)莨苷{(diào)相電路 通信電子線路 3 由圖可知，這是用調(diào)制電壓 v?控制變?nèi)莨茈娙?Cj 的變化，由 Cj 的變化實(shí)現(xiàn)調(diào)諧回路對輸入載頻 f0的相移，具體過程為 v?? Cj ?f?0?Df(=f?–f0)?D? 在 v?=0時(shí)，回路諧振于載頻 f0，呈純阻性，回路相移 D?=0； ???????? D???D ?01ff2Qtg在 D?＜ 30?時(shí)，上式可近似為 D? ? (742) (741) 0ff2Q D?通信電子線路 3 當(dāng) v? ≠0 時(shí)，回路失諧，呈電感性或電容性，得相移 D?＞ 0或 D?＜ 0，數(shù)學(xué)關(guān)系式為 單級 LC回路的線性相位變化范圍較小，一般在 30?以下， 為了增大調(diào)相系數(shù) mp，可以用多級單調(diào)諧回路構(gòu)成的變?nèi)莨? 調(diào)相電路。 間接調(diào)頻的關(guān)鍵在于如何實(shí)現(xiàn)調(diào)相。 通信電子線路 3 C2CjC1CjLACqLqC0LA AB B B( a) ( b) ( c)Cj?q 圖 713是中心頻率為 ， 圖 (b)是它的交流等效電路。這個(gè)偏移值不會超出石英晶體串聯(lián)、并聯(lián)兩個(gè)諧振頻率差值的一半。 通信電子線路 3 石英晶體振蕩器的頻率穩(wěn)定度很高，電壓參數(shù)的變化對振蕩頻率的影響是微小的。 通信電子線路 3 C2CjC1CjLACqLqC0LA AB B B( a) ( b) ( c)Cj?q圖 712 晶體直接調(diào)頻原理圖 圖 712(a)是皮爾斯電路，變?nèi)莨芘c石英晶體相串聯(lián)， Cj