【正文】 。感謝我的同學和朋友，在我寫論文的過程中給予我了很多你問素材，還在論文的撰寫和排版的過程中提供熱情的幫助。在此向各位老師表示最忠心的感謝！感謝這篇論文所涉及到的各位學者。另外，在校圖書館查找資料的時候，圖書館的老師也給我提供了很多方面的支持與幫助。在本次論文設計過程中，帥定新老師對該論文從選題，構(gòu)思到最后定稿的各個環(huán)節(jié)給予細心指引與教導,使我得以最終順利完成畢業(yè)論文（設計）。本科畢業(yè)論文 參考文獻 參 考 文 獻[1] 張衛(wèi)平．綠色電源－現(xiàn)代電能變換技術(shù)及應用[M]．北京：科學出版社，2001．[2] 趙良炳．現(xiàn)代電力電子技術(shù)基礎[M]．北京：清華大學出版社，1995．[3] 嚴百平，劉健，陳紅麗．不連續(xù)導電模式高功率因數(shù)導電電源[M]．北京：科學出版社，2000. [4] 張占松，蔡宣三．開關電源的原理與設計[M]．北京：電子工業(yè)出版社，1998．[5] 蔡宣三，龔紹文．高頻功率電子學――直流－直流部分[M]．北京：科學出版社，1993．[6] 許建平．開關變換器的工作原理、建模、分析和仿真[M]．成都：電子科技大學出版社，1998．[7] 林波濤，丘水生．一種統(tǒng)一的準諧振開關變換器的等效電路分析法－高頻網(wǎng)絡平均法[J]．電子學報，1995，23（8）：71－74．[8] 伍言真．DCDC 開關變換器的建模分析及其變結(jié)構(gòu)控制方法的研究[M]．廣州:華南理工大學，1998．[9] Fred C．Lee，Analysis and design of power factor correction circuit [C] ．Report in Beijing，June，1998．[10] O．Garcia，J．A．Combos．Power Factor Correction[C] ．A Survey： IEEE APEC2001，August ，2001．[11] 　Schenk K. et al A Simple Threephase Power Factor Correction with Improved Harmonic Distortion[C] ．PESC,97,1997．本科畢業(yè)論文 致 謝 致 謝歷時將近一學期的時間終于將這篇論文（設計）做完，在論文的寫作過程中遇到了無數(shù)的困難和障礙，都在同學和老師的幫助下度過了。本文的工作如下：①首先介紹了國內(nèi)外功率因數(shù)校正技術(shù)發(fā)展的現(xiàn)狀，概述了PFC 變換器現(xiàn)有的各種分析方法及其優(yōu)缺點與發(fā)展趨勢； ②詳細介紹了PFC 變換器的各種控制策略，并選取平均電流控制模式的Boost PFC變換器為研究對象，這種形式的電路是 PFC 電路的主流，對其進行研究是有實際工程意義的； ③本文詳細介紹了UCC3817外圍電路參數(shù)的設計，并設計了主電路的結(jié)構(gòu)參數(shù)。為了減少諧波對交流電網(wǎng)的污染， 必須對電源產(chǎn)品、高頻開關整流電源等的輸入電路進行功率因數(shù)校正， 以最大限度減少諧波電流，使電源的輸入電流跟蹤輸入電壓，功率因數(shù)接近為1 。為了限制電流波形畸變和諧波， 使電磁環(huán)境更加干凈，國內(nèi)外都制定了限制電流諧波的有關標準，如IEC555－2,IEEC519 等。在電壓過零點附近，增大開關頻率在失真段內(nèi)，系統(tǒng)工作在電感能量在下一個開關周期到來時已經(jīng)完全釋放，如果提高開關頻率，可以使得在過零點附近的開關周期內(nèi)，電感能量不能完全釋放，在CCM模式下，減小交越失真。解決這種“交越”失真現(xiàn)象主要有如下兩種方法：①恒定最大占空比法。然而，從這兩個圖中不難看出，在電壓過零時，電流波形產(chǎn)生了較為嚴重的交越失真。 實驗波形的分析由第三章PFC 原理得知，在理想情況下，輸入電流波形應該完全跟隨輸入電壓的波形變化，即輸入電流也應該是正弦波形。⑩確定前饋分壓電容和 ：總諧波失真系數(shù)THD，%；為前饋電壓環(huán)增益；為前饋電壓環(huán)極點頻率。如：選擇交流輸入電流3%的三次諧波為例。交流電網(wǎng)的諧波主要是三次諧波。5） 電流環(huán)反饋補償電容： 式（），取68。 式（）⑧電流誤差放大器補償：1）開關頻率下的電流誤差放大器增益：首先計算采樣電阻上的壓降Δ： 式（）振蕩器定時電容上電壓，則有： 式（）2）電流環(huán)反饋電阻：取電流環(huán)輸入電 = =，則有： 式（）取22.3）環(huán)穿越頻率： 式（）4）電流環(huán)反饋電容：選擇45度的相位裕量。 式（） 式（）。⑤選擇電流檢測電阻：檢測電阻的峰值電壓V不可過高。工程應用中通常選擇較大的輸出電容，根據(jù)維持時間獲得結(jié)果一般較大。2）波要求：輸出紋波電壓，一般取輸出電壓的10% ； fr為輸出紋波頻率，即兩倍工頻120Hz。 式（）4）．計算電感： 式（）,④選擇輸出電容：通常，輸出電容的選取可根據(jù)下面兩個參數(shù)：1）維持時間Δt ：Δt 一般取15ms ? 50ms ，這里取30ms； 1V為最小輸出電壓，取350V。16GT Dry,門極驅(qū)動端，通過電阻接功率MOS開關門極，該端點位鉗在15V。13SS，軟起動端。11VSENSE，輸出電壓檢測端，接電壓放大器VA的輸入負端。9REF,基準電壓端。7VA out，電壓放大器VA輸出端，內(nèi)部接乘法./除法器輸入A，外部接RC反饋網(wǎng)絡（網(wǎng)絡的另一端姐輸出電壓檢測端11）。6IAC,輸入電流端，內(nèi)部接乘法/除法器輸入B。內(nèi)部接CA輸入負端，外部經(jīng)電阻接電流檢測電阻的電壓正端。設計芯片是CA和VA的輸出級為一個NPN射⑩極跟隨器。當電流峰值過高時，電路將被關閉。所有電壓的測量以它為準。本科畢業(yè)論文 4 UCC3817 控制的Boost PFC電路的分析4 UCC3817控制的Boost PFC電路的分析 UCC3817芯片的介紹UC3817有多種封裝形式，常用的是DIL16封裝。隨著三相PFC整機成本的提高和開關頻率的降低,數(shù)字控制不再成為阻礙。中大功率的電力電子設備在電網(wǎng)中占有很大比重，因此三相PFC應是PFC研究的重心。CCM控制中，直接電流控制應是發(fā)展的主流，它適用于對系統(tǒng)性能指標和快速性要求較高的大功率場合。 通用PFC 控制器控制框圖 關于PFC的總結(jié)與展望DCM控制盡管簡單，但由于器件承受較大的開關應力。部分資料還進一步揭示了該控制器與線性峰值電流模式(LPCM)和非線性載波(NLC)控制之間的聯(lián)系。當負載和輸入電壓恒定時，控制電壓Um恒定，控制器輸出占空比按控制準則確定的規(guī)律變化。D. Maksimonvic提出非線性載波控制 (NLC), 該方法利用CCM模式下PFC的準穩(wěn)態(tài)工作特性簡化控制電路, 所以又稱為準穩(wěn)態(tài)方法 (QSSA) 。 簡化的PFC控制器CCM模式下電流的控制需要乘法器和對輸入電壓與輸入電流進行檢測,控制電路復雜且成本高,乘法器的非線性失真也增加了輸入電流的諧波含量。為了加快電路的動態(tài)響應速度，一些采取第一種方法的臨界導電模式控制芯片(如L6561)在乘法器中引入了補償功能，其乘法器增益k 與誤差放大器輸出成正比關系，其響應速度加快。但對于有源功率因數(shù)校正電路，由于誤差放大環(huán)節(jié)的通頻帶通常很低，這是由于有源功率因數(shù)校正電路所固有的。采用這種方式的典型的控制芯片有UC3852和MC33260。鋸齒波之間存在死區(qū)，其死區(qū)的大小與電感電流的下降時間有關，因此它不是一個恒定周期的鋸齒波。該電壓信號與鋸齒波信號比較，當鋸齒波上升到時，RS觸發(fā)器復位，開關管關斷，電感電流開始下降，當下降到零時，通過過零檢測電路使RS觸發(fā)器置位，通過驅(qū)動電路使開關管導通，如此反復。采用這種方法典型的控制芯片有MC3336MC3326L656TDA4862和UCC38050等。當過零檢測電路檢測到電感上的電流下降到0時，則通過RS觸發(fā)器輸出一個高電平，通過驅(qū)動電路開啟開關管，電感電流上升。模擬乘法器的輸出為： 式 ()其中為誤差放大器的輸出，為輸入電壓的峰值，K為乘法器的增益。 臨界電流模式下控制波形對于臨界導通模式的控制方法有兩種，第一種是需采樣輸入電壓的控制方法，這種方式需要加一個簡單的乘法器，其工作原理為輸入交流電壓經(jīng)過橋式整流得到整流電壓且被取樣作為模擬乘法器的一個輸入，輸出電壓信號也被取樣和參考電壓經(jīng)過誤差放大器比較放大后作為模擬乘法器的另一個輸入。開關管關斷后，電感電流下降，當其達到零時再次開通開關管。不連續(xù)導通模式因其固有的缺點，因此只適用于對功率因數(shù)要求不高、功率較小的場合。通過比較可知，在輸出功率相同的情況下，單級功率因數(shù)校正電路在功率因數(shù)校正能力和電源的轉(zhuǎn)換效率等方面， 相對于兩級功率因數(shù)校正電路而言，相對要差一些。而且由于開關工作頻率不斷提高所帶來的電磁干擾問題也日益嚴重，顯著影響了變換器工作的可靠性和頻率的提高。但是與傳統(tǒng)的兩級式DC/DC變換器相比，單級PFC變換器要承受更高的電壓應力，有更多的功率損耗。單級PFC電路具有許多優(yōu)點：PFC級和DC/DC級共用一個開關管，共用一套控制電路，這就使得電路設計大為簡捷，降低了硬件成本；變換中能提供任何選定的電壓和電流比；由于功率實現(xiàn)的是一次性變換，所以能獲得較高的效率和可靠性。例如，輸入85～135V的交流，輸出直流電壓為200V左右；若輸入為85～220V交流，直流輸出將為400V左右；開關器件的電壓不超過輸出電壓值；容易驅(qū)動功率開關，其參考端點(源極)的電位為0V；可在國際標準規(guī)定的輸入電壓和頻率范圍內(nèi)保持正常工作。加入D6后，將會對儲能電容預充電，這樣就減輕D5起機的電流應力，從而保證了電路的可靠性。L1為儲能電感，主開關管為S1，D5是升壓二極管，C為儲能電容。電壓輸入范圍為85～265V。無論采用那種主電路拓撲結(jié)構(gòu)，只要能使AC/DC變換器的輸入電流波形跟蹤輸入電壓波形，逼近正弦，就可以提高功率因數(shù)。兩個變換器共用一套開關管和控制電路，因此單級PFC技術(shù)降低了成本，提高了效率，減小了電路的重量和體積。對于小功率的場合，由于成本及體積的限制，一般采用單級功率因數(shù)校正電路。但兩級PFC電路也有兩個主要缺點：一是由于有兩套裝置，增加了器件的數(shù)目和成本；二是能量經(jīng)兩次轉(zhuǎn)換，電源的效率也會有所降低。 典型的兩級變換器的結(jié)構(gòu)圖， 所以電路有良好的性能。①兩級功率因數(shù)校正：目前研究的兩級PFC電路是由兩級變換器組成： 第一級PFC變換器，目的在于提高輸入的功率因數(shù)并抑制輸入電流的高次諧波； 第二級為DC/ DC變換器， 目的在于調(diào)節(jié)輸出以便與負載匹配。