【正文】 81 82 圖 PWM變換器中功率晶體管集電極電流和電壓及瞬時功耗 (a)iLr電極電流和電壓； (b)瞬時功耗 83 圖 、電壓波形 84 圖 無阻尼并聯(lián)諧振電路 85 圖 并聯(lián)諧振電路的頻率特性 86 圖 器件開關工作時的典型電壓、電流及能量損耗波形 87 圖 88 圖 89 圖 (a)開通時的波形； (b)關斷時的波形 90 圖 91 圖 92 圖 93 圖 a)串聯(lián)電感 b)并聯(lián)電感 c)掃并聯(lián)二極管 94 圖 95 圖 ZCS型準諧振變流器的電壓電流波形 96 圖 ZCS型準諧振變流器的電壓電流軌跡 97 圖 ZVS型準諧振變流器的基本結構 98 圖 ZVS型準諧振變流器的電壓電流波形 99 圖 ZVS型準諧振變流器的電壓電流波形 100 圖 PWM的電壓電流軌跡 101 圖 ZCS變流器 102 圖 Buck變換器 (a)基本電路原理圖， (b)等效分析電路 103 圖 Buck變換器電路波形 (a)半波模式； (b)全波模式 104 圖 105 圖 Buck ZVSQRC與 Buck ZVSPWM變換電路 106 圖 107 圖 108 圖 ZCS諧振開關 DC／ PC變換電路 (a)BuckZCSQRC變換電路； (b)BuckZCSPWM變換電路 109 。 80 ZVS同 ZCS比較 ?在 ZVS中，開關承受的最大正向電壓為 Ud十 Z0I0，它比電源電壓大； ?在 ZCS中，開關承受的最大正向電流為I0+Ud/Z0，它比負載電流大。 ?這一時間段的長度 T6= t6 –t5仍然取決于電路的 PWM輸出控制策略。之后，電感電流 iLr將保持為 Ia。在這一時間段有： ?????????0dtduCUdtdiLcrrinLrr () 77 ?初始條件為： ?解方程組 ()可得： ? ?當 iLr上升到等于 I0時，即 t5時刻，這一時間段結束。 ILr衰減到零之后，將在輸入電源電壓 Uin的作用下線性上升。 ?在時刻 t5， iLr下降到零。將 uCr (t)=0代入到式 ()，可得出 t1～ t2時間段與 t3～ t4時間段長度之和，即： rrinr IZUTT??? ???? )a rc s i n(1042() 76 ? (5) t4～ t5時間段 (模式 e，電感充放電模式 ) ?在時刻 t4，電容電壓 uCr皆振到零。這個時間段電路的動態(tài)工作過程仍可由式()描述。在這一時間段有： ?這個時間段的長短了 T3（ =t3—t2)取決于電路 PWM輸出控制要求，如果 T3＝ 0，則電路的工作過程與 ZVC—QRC變換器完全一樣。 ?由于 ，因此在這個時間段，主開關管承受的電壓為 Uin，而輔助二極管 D2承受的反向電壓為ucrmax－ Uin。這一時間段的持續(xù)時間為： ?????011)()(ItiUtuLrincr????????)(c os)()(s i n)(1010ttItittIZUturLrrrincr??rrr CLZ ?rrr CL1??rttT??2122???() () 74 ? (3) t2～ t3時間段 (模式 c， PWM模式 ) ?在時刻 t2，電感電流 iLr皆振到零，如果此時輔助開關管 Q2導通，則 iLr將繼續(xù)向反方向 諧振。在這個時間段有： 0011 IUCttT inr??? () ??????????LrcrcrinLrridtduCuUdtdiL () 73 ?初始條件為： ?解方程組 ()可得： ?式中 , 諧振電路的特性阻抗， 為諧振角頻率。這個時間段的持續(xù)時間為： ? (2) t1～ t2時間段 (模式 b) ?在時刻 t1， ucr等于 Uin，續(xù)流二極管 D導通，負載電流逐漸轉移到 D上，電感 Lr與電容 Cr開始諧振。這個時間段的等效電路拓撲圖 如圖 (a)所示。 71 ?設電路的初始狀態(tài)為主開關管 Q1導通，輔助開關管 Q2關斷，續(xù)流二極管 D關斷，輸出電流 I0全部流過主開關管 Q1及電感 Lr。 ?從圖 ，拓撲模式 (a)、 (b)、 (d)、 (e)與 ZVSQRC電路完全相同。 ? 濾波電感 Lf足夠大，變換器的輸出可等效為一恒流源 I0。另外，電路可以以恒定的頻率，通過調節(jié)脈寬的占空比來調節(jié)輸出電壓。電感電流 iLr過零后，將在輸入電壓Uin的作用下線性上升，當 iLr上升到等于 I0時，續(xù)流二極管 D自然關斷，一個完整的開關周期結束。 ?在從二極管 D1導通到 iLr衰減到零的一段時間間隔內，主開關管 Q1以在零電壓下導通。 68 ?當 PWM控制策略要求再次導通主開關管 Q1時，電路首先要導通輔助開關管 Q2(在零電流下導通 )，Q2導通后， Lr與 Cr再次發(fā)生諧振 (此時與常規(guī)的ZVS—QRC電路狀態(tài)相同 )。 ?當電感電流 iLr下降到零后，由于輔助開關管 Q2不導通，將保持在零態(tài)，電容電壓 ucr達到最大值，并保持在該值上。 ?當 ucr上升到等于輸入電壓 Uin時，續(xù)流二極管 D導通。 67 ? 圖 (b)所示電路的基本工作原理可簡述如下： ?設初始時，電路中主開關管 Q1導通，輔助開關管 Q2關斷，輸出負載電流 I0全部通過 Q1，一個開關周期從開關管 Q1的關斷開始。 ?在恒定開關頻率下通過調解此段時間就可以實現(xiàn)調節(jié)輸出電壓的目的。 ? Q2和 D2的增加，使得電路可以很方便地實現(xiàn) PWM控制。在其基礎上增加一個開關管 Q0和二極管 D2，就構成了 Buck ZVS—PWM電路，如圖 (b)所示。 ? (2)零電壓 (ZVS)—PWM變換器： PWM變換器中開關器件在零電壓條件下發(fā)生狀態(tài)轉換。 ? (2)當開關狀態(tài)轉換完畢之后，器件工作于硬開關 PWM狀態(tài)下。 64 ?為了克服 QRC變換電路變頻控制造成的諸多問題，在 20世紀 80年代后期和 90年代初期，許多學者專家提出了能實現(xiàn)恒頻控制的軟開關 PWM技術，希望通過采用這種技術使變換器同時具有 PWM和準諧振變換器的優(yōu)點，而且諧振過程可以被阻斷，諧振時間可以被控制，在阻斷期間，電路將以PWM開關模式工作，阻斷過程結束后，電路可以繼續(xù)完成諧振，這使得電路既可以通過頻率調制方式又可以通過常規(guī)的 PWM脈寬調制方式控制輸出電壓。 ? 二者也存在著一些 明顯的不足 ： ? 開關器件可能承受過高的電壓應力和電流應力， ? QRC變換電路的輸出需采用調節(jié)頻率的方法來控制，給實際應用帶來了很多的麻煩。該電路的開關周期為 Ts，則： ?T4 = t4 – t3 = Ts –(T1+ T2+ T3) () ?而 T4的長度將決定輸出電壓的大小，當下一開關周期到來時，開關 S再次導通， T4時間段結束，整個開關周期也結束。在這個時間段里，開關 S斷開，二極管 D導通，輸出電流通過二極管 D續(xù)流，電容電壓被鉗位在零，這時有： iLr=0， ucr=0。 0,0 IdtduCi crrLr ???)c o s1( ??? incr Uu)c os1()( 20 ?????? inrcr UttCIu () () 59 ?由式 ()可知， ,則： ?對于半波模式， sign=1，對于全波模式， sign=+