【正文】 圖 3－26 主流程圖定時器 Timer1用來采樣周期定時，計算出導(dǎo)通時間和關(guān)斷時間，并將定時時間傳給Timer2，其程序框圖如圖3－27。 PWM波是在C P U (LM3S1138)的支持下，由專門的PWM端口產(chǎn)生。當(dāng)Timer1定時時間到， C P U 響應(yīng)該中斷請求， 向相應(yīng)接口送出低電平( 偶次采樣) 或高電平( 奇次采樣) ， 并計算出 ( 偶次采樣) 或 ( 奇次采樣) 作為定時時間常數(shù)送人T 2 并啟動 Timer2 ， 同時啟動Timer1 繼續(xù)定時。SPWM波是在C P U (LM3S1138)的支持下， 由二個定時器 TimerTimer2和4個外部中斷及接口獲得的。動態(tài)顯示的亮度比靜態(tài)顯示要差一些，所以在選擇限流電阻時應(yīng)略小于靜態(tài)顯示電路中的。選亮數(shù)碼管采用動態(tài)掃描顯示。（二）四位七段LED顯示電路圖325 動態(tài)數(shù)碼管顯示電路動態(tài)顯示的特點是將所有位數(shù)碼管的段選線并聯(lián)在一起，由位選線控制是哪一位數(shù)碼管有效。這時我們將4個行線的I/O口置為“1”（高電平），將列線的I/O口置為“0”（低電平），這是和最初的置式相反。這里我們規(guī)定P10~P13為行，P14~P17為列。這樣我們就可以找出了我們的按鍵所在的列了（因為列線中只有導(dǎo)通的列線變?yōu)榱恕?”，任何電平與低電平相導(dǎo)通都屬于短路，短路的線將會是低電平）。 這里我們用的一種方法是先將4個行線的I/O 口置為“0”（低電平），將列線的I/O口置為“1”（高電平）。這樣當(dāng)我們按下圖1中左上角的鍵時P10 和P17在物理上是導(dǎo)通了，而其它的I/O口（P11~P16）都處于獨立的狀態(tài)。鍵盤的組成是用的微動開關(guān)，微動開關(guān)的特性是當(dāng)有鍵按下時開關(guān)的兩個引腳閉合導(dǎo)通。這樣的接法就構(gòu)成了一個坐標(biāo)，每一個鍵都對應(yīng)這一個行的位置和一個列的位置。下面詳細介紹掃描方法。 arm微控制器及外圍電路（一）4*4鍵盤電路圖324 4*4矩陣鍵盤電路4*4矩陣鍵盤的掃描方法有多種，如逐點掃描，逐行掃描，全局掃描等。控制信號被送到arm單片機AD轉(zhuǎn)換的模擬量輸入口，經(jīng)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換成數(shù)字量然后交給單片機進行處理。圖323 反饋調(diào)壓電路當(dāng)逆變器正常工作時，逆變器的輸出信號接反饋變壓器，此電壓經(jīng)整流、濾波及分壓得到反饋電壓V0，顯然V0的大小是正比于逆變器的輸出電壓的。輸入到P1的波形可以用圖形直觀描述，其波形圖如圖322所示。此時為低電平信號U2光電管截止，其3腳為低電平Q2截止，此時P1 2腳為高電平VT2導(dǎo)通，Q3截止，這樣直流電通過Q1然后經(jīng)過負載連接到Q4流回負極，當(dāng)P1 4腳為高電平時Q2，Q3導(dǎo)通，Q1，Q4截止，輸出端極性翻轉(zhuǎn)。當(dāng)給1腳高點平時U1的發(fā)光二極管導(dǎo)通，則光敏管受光導(dǎo)通，U1 3腳高點平，Q1導(dǎo)通；3腳為1腳的反相信號是低電平，VT1截止，Q4導(dǎo)通。與IGBT相同MOSFET也是壓控型器件，其驅(qū)動電路如圖321所示。 橋式MOSFET驅(qū)動電路設(shè)計 本橋式組電路是由4只N溝道MOSFET組成，而非傳統(tǒng)的兩只N溝道管子和兩只P溝道管子，這樣的由相同的管子組成的橋式電路對稱性更好，管壓降小，減小了能量損失。用來驅(qū)動IGBT導(dǎo)通，和給光耦的副邊提供電壓。為此，設(shè)計了一款用分立元件實現(xiàn)的驅(qū)動電路，電路圖如圖320所示。這些混合集成驅(qū)動器內(nèi)部都具有退飽和和檢測和保護環(huán)節(jié)，當(dāng)發(fā)生過電流時能快速相應(yīng)但慢速關(guān)斷IGBT,并向外部電路給出故障信號。常用的有三菱公司的M579系列（如M5795962和M57959L）和富士公司的EXB系列（如EXB8EXB84EXB850和EXB851）。集電極電流Ic=27A。 IGBT與MOSFET驅(qū)動電路設(shè)計本設(shè)計有使用的IGBT選用的型號為IRG4PC50UD。104pF的獨石電容用于濾掉電源的高頻諧波。本次設(shè)計的逆變電源同樣也不例外。通過掃描電感和電容的數(shù)值可以得到電感取1mH，電容為10uF，輸出的波形的形態(tài)比較好。使并網(wǎng)系統(tǒng)獲得了一定的阻尼特性，從而有利于控制系統(tǒng)的穩(wěn)定運行。逆變側(cè)電感的作用非常重要，它的系統(tǒng)逆變側(cè)電感的作用非常重要，它的取值不僅影響到電流環(huán)的動、靜態(tài)響應(yīng)，而且還制約并網(wǎng)系統(tǒng)的輸出功率、系統(tǒng)功耗、直流電壓的確定等等。另外，這四個二極管還有限制過電壓的作用。在給ＴT3加觸發(fā)脈沖，這兩個MOS管導(dǎo)通，電流流過T1的漏極，經(jīng)過輸出濾波電路回到T3的漏極。橋?qū)堑膬蓚€功率MOS管作為一組，每組同時接通或斷開，兩組開關(guān)輪流工作，在一個周期中的短時間內(nèi)，四個開關(guān)將處于斷開狀態(tài)。另外，從公式的第二項還可以看出，載波Ｎ越大，諧波頻率就越高，濾波越容易（從它的頻譜圖中能更形象的看出），所需的L2 C5的值就越小。載波比：N=fc/fr,fc為三角波頻率，fr為調(diào)制波頻率。圖(b)是最終輸出的SPWM波的波形。如果三角波載波在半個周期內(nèi)的方向是在正負兩個方向變化的，所得到的ＰＷＭ波形也是在兩個方向變化的，這時稱為雙極性ＰＷＭ控制方式，如圖3－15所示圖3－14單極性SPWM控制方式原理圖3－15雙極性SPWM控制方式原理SPWM波形saber仿真如圖316所示，從上至下分別用(a)(d)表示，其中圖（c）和圖（b）分別是用于調(diào)制的正弦波波形和周期性三角波的波形，其中周期性三角波是用ramposc的saber模塊生成的。一般根據(jù)三角波載波在半個周期內(nèi)方向的變化，又可以分為兩種情況。通常采用等腰三角形作為載波，因為等腰三角形上下寬度與高度成線性關(guān)系且左右對稱，當(dāng)它與任何一個平緩變化的調(diào)制信號波形相交時，如在交點時刻控制電路中開關(guān)器件的通斷，就可以得到寬度正比于信號波幅值的脈沖，這正好符合ＰＷＭ控制的要求。但是，這種計算是很繁瑣的，正弦波的頻率、幅值變化時，結(jié)果都要變化。以上介紹的是ＰＷＭ控制的基本原理，按照上述原理，在給出了正弦波頻率、幅值和半個周期內(nèi)的脈沖數(shù)后，ＰＷＭ波形各脈沖的寬度和間隔就可以準(zhǔn)確計算出來。像這種脈沖的寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的ＰＷＭ波形，也稱為SPWM（Sinusoidal PWM）波形。根據(jù)沖量相等效果相同的原理，PWM波形和正弦半波是等效的。這就是PWM波形。這些脈沖寬度相等，都等于Л／Ｎ，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。由于采用了PI控制方法輸出電壓可以精確的設(shè)定在預(yù)設(shè)的電平上從而實現(xiàn)了升壓控制。此電路的結(jié)果是把輸出電壓鉗制在參考電壓上這里取參考電壓為30V，圖中三條曲線分別為放大器負輸入端電阻R1為1k，10k，100k下的仿真結(jié)果從中可以看到R1為10k和100k時都能實現(xiàn)輸出電壓的快速鎖定，而R1為1K時則不能實現(xiàn)輸出電壓的鎖定。另外，. 圖3－11 帶有PI控制部分的Boost升壓電路的原理圖圖3－12 帶有PI控制部分的Boost升壓電路的仿真結(jié)果圖3－12表示了帶有PI控制部分的Boost升壓電路的仿真結(jié)果。最后PI計算的輸出分別成一個頻率為300kHz的三角波相交截，產(chǎn)生PWM輸出，經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換接口z2a后變成電壓值，再通過壓控電壓源實現(xiàn)兩路信號的放大和電氣隔離。電壓基準(zhǔn)為一個z域給定信號，以上兩者的差值做為誤差項。圖3－11表示了完整的帶有PI控制部分的Boost升壓電路的原理圖。對于數(shù)學(xué)控制開關(guān)電源系統(tǒng)，數(shù)模轉(zhuǎn)換常常由數(shù)學(xué)處理器PWM功能模塊代替。在對控制系統(tǒng)進行分析時可把AD采樣看成一個理想開關(guān)與一個比例項的串聯(lián)，它實現(xiàn)了連續(xù)域到離散域的轉(zhuǎn)搗，在仿真中可由模數(shù)轉(zhuǎn)搗接口a2z來實現(xiàn)。數(shù)學(xué)控制部分相對復(fù)雜一些，需要考慮數(shù)－模接口和數(shù)據(jù)處理兩部分。圖3－10 PI控制器的Saber z域模型由于數(shù)字控制系統(tǒng)由數(shù)字處理器和控制對象組成，而它們分別屬于數(shù)字部分和模擬部分，因此要對這兩部分分別建立仿真模型，然后再結(jié)合在一起進行仿真。 在第二章中描述了PI控制算法，其控制器表達式如下所示： （35）使用Saber Z域采樣模型可以建立如下的等效模型，使用限幅器限制信號強度不能超過一定數(shù)值以避免產(chǎn)生過度的反饋信號，使用Z域延時模塊以實現(xiàn)累加的功能。此外, 為了實現(xiàn)對連續(xù)被控對象的控制, 處理器內(nèi)部計算結(jié)果的離散化輸出必須轉(zhuǎn)化為連續(xù)信號。隨著電源功能的逐步完善, 數(shù)字處理器除了完成控制功能以外,還要能夠?qū)崿F(xiàn)保護、顯示以及遠程監(jiān)控等各種功能。而模擬控制系統(tǒng)的采樣是實時的、連續(xù)的。數(shù)字處理器為離散部分, 被控對象為連續(xù)部分, 或者分別稱為數(shù)字部分和模擬部分。在自然界中大量的信號都是模擬信號，所以數(shù)字信號處理系統(tǒng)一般輸入為模擬信號xa(t)，模擬信號經(jīng)過抽樣處理得到離散信號xs(n)，再經(jīng)AD量化得到數(shù)字信號x(n)，輸入到數(shù)字處理單元經(jīng)數(shù)學(xué)處理后輸入數(shù)字信號x(n)變換成輸出數(shù)字信號y(n)，輸出數(shù)字信號y(n)再經(jīng)過DA變換和平滑濾波得到模擬信號ya(t)的輸出。從中可以看到電壓與占空比呈現(xiàn)反比例關(guān)系，電路可以使用PWM控制電壓的升降。電容取2uF。掃描不同的電感的數(shù)值，其結(jié)果如圖3－8所示，三條曲線對電感分別為1uH,，2uH。可以看到電感電流呈現(xiàn)周期性三角波形態(tài)，在其上升段對應(yīng)電源對其注入電流的階段，而下降段則對應(yīng)，其與電源串聯(lián)共同對電容充電的過程。則閉合時間為：T1=D1Ts，斷開時間為：T2=D2Ts。圖35 Boost變換器電路工作過程基本輸入輸出電壓關(guān)系的推導(dǎo)。電壓向電容C、負載R供電。開關(guān)S轉(zhuǎn)換位置到B時，構(gòu)成電路如圖33b)，由于線圈中的磁場將改變線圈L兩端的電壓極性，以保持iL不變。由于開關(guān)管導(dǎo)通，二極管陽極接Vs負極，二極管承受反壓狀態(tài)。當(dāng)開關(guān)S在位置A時,如圖33a）電流iL流過電感線圈L，在電感線圈未飽和前，電流線性增加，電能以磁能形式儲在電感線圈L中。完成把電壓Vs升壓到Vo的功能。 BOOST變換器模塊BOOST變換器的別名又叫升壓變換器、并聯(lián)開關(guān)電路或開關(guān)型升壓穩(wěn)壓器。對稱PWM波形的特點在于調(diào)制脈沖是關(guān)于PWM脈沖中心對稱的。這個過程在每個定時器周期按照比較寄存器不同的值重復(fù)，這樣便產(chǎn)生了PWM信號。當(dāng)?shù)诙纹ヅ洚a(chǎn)生或周期結(jié)束時，相關(guān)引腳會產(chǎn)生另一個變化(從高到低或從低到高)。DSP的PWM信號的產(chǎn)生過程是:為了產(chǎn)生PWM信號，使用一個定時器來重復(fù)PWM的周期，用一個比較寄存器來存放調(diào)制值。（a）PWM波形生成模塊(a) PWM模塊生成波形圖。PWM是具有一定占空比脈沖序列，主要涉及下面的兩個基本的Saber模塊：1 rmposc 模型：這是一個使用外部放電電阻的三角波生成模型(a) ramposc模塊原理圖 (b)輸出特性上圖為osc端口下圖為ct端口輸出圖3－1 ramposc模塊的特性表3－1則顯示了rampose模塊的輸入和輸出端口的含義表3－1 ramposc的輸入輸出端口模型參數(shù)功能描述信號類型enable使能控制數(shù)字rt提供輸入電流的外部電阻模擬ct外部電容模擬gnd參考地模擬rampose是用于生成周期性三角波的模型，電阻電壓保持Vrt，產(chǎn)生電流Vrt/R對電容進行充電，當(dāng)達到Vhigh充電結(jié)束，然后電容放電到Vlow，osc輸出一個數(shù)字脈沖指示這段死區(qū)的時間。IGBT過熱保護電路采用89℃熱繼電器作為IGBT散熱器溫度檢測器件，其具有足夠的響應(yīng)速度，能夠在IGBT管允許的過熱時間內(nèi)將電源關(guān)斷。DCAC變換電路采用全橋變換電路。 系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)框圖圖2－5示出了系統(tǒng)主電路和控制電路框圖。當(dāng)V(k)V(k1)不等于零時，則可以利用上述公式條件判斷工作點落在最大功率點左側(cè)還是或側(cè)然后相應(yīng)調(diào)整占空比的值。具體的算法過程是：首先用V(k)V(k1)來判斷，其值等于零則表示輸出特性不變，只需檢測電流變化來判斷功率變化方向。在最大功率點處，滿足下面的公式： (211)因此，導(dǎo)納增量可以決定是否已到達最大功率點，從而在該點處停止對工作點的擾動。其中P為光伏輸出功率，V為輸出電壓。跟蹤步長對跟蹤精度和相應(yīng)速度無法兼顧。對傳感器精度要求不高。較好的折衷方案是控制器能夠根據(jù)光伏陣列當(dāng)前的工作點選擇合適的步長，例如，當(dāng)己經(jīng)跟蹤到最大功率點附近時采用小步長。這樣，光伏陣列的實際工作點就能逐漸接近當(dāng)前最大功率點，最終在其附近的一個較小范圍往復(fù)達到穩(wěn)態(tài)。下面對經(jīng)典的擾動觀察法算法簡述如下:光伏系統(tǒng)控制器在每個控制周期用較小的步長改變光伏陣列的輸出，改變的步長是一定的，方向可以是增加也可以是減小，控制對象可以是光伏陣列輸出電壓或電流，這一過程稱為“干擾”。當(dāng)日照隨時間變化不快時，是非常有效。2 干擾觀測法通過成比例的增加或者減少變換器的輸入電壓，移動操作點向最大功率點靠近。d 脈寬調(diào)制分流調(diào)節(jié)順序開關(guān)分流調(diào)節(jié)器在任何時刻也只有一級工作在調(diào)整狀態(tài)，其余各級不是飽和就是截止，工作在飽和狀態(tài)的分流級數(shù)數(shù)目和工作在開關(guān)狀態(tài)的精調(diào)級的占空系數(shù)由母線誤差電壓Ver決定，母線誤差電壓同每一級的鋸齒波電壓進行比較，每一級鋸齒波電壓有一個不同的直流電平，鋸齒波電壓在母線誤差電壓以下分流級處于導(dǎo)通狀態(tài)，工作在開關(guān)狀態(tài)的精調(diào)級的占空系數(shù)由母線誤差電壓Ver和鋸齒波電壓的相交點確定，精調(diào)級實際上是一個脈沖寬度調(diào)制器。當(dāng)母線電壓升高時，線性分流級開始分流，T1射極電位隨之提高，T1輸出同兩個比較器Ch和Cl相連，當(dāng)T1射極電位升高到一定程度，比較器Ch的輸出變?yōu)檎娢?，與門打開，時鐘脈沖使可逆計數(shù)器增加一個計數(shù)。第二級到第N級是開關(guān)分流的，當(dāng)?shù)谝患壱呀?jīng)飽和，且母線電壓又超過一定數(shù)值時第二級分流調(diào)整管導(dǎo)通，同時第一級分流管退回線性區(qū)。第一級分流電路工作在局部線性分流狀態(tài)，當(dāng)母線電壓升高，首先是第一級電路工作在局部線性分流狀態(tài)?？刂齐娐房販y母線電壓，將其與參考電壓進行比較，放大母線電壓誤差，并用其輸出控制分流調(diào)整電路工作分流調(diào)整電路跨接在太陽電池陣輸出端，它根據(jù)誤差電壓的高低旁路掉一定的太陽電池陣的輸出，從而將母線電壓維持在希望的數(shù)值上，因些分流調(diào)整