【正文】 得到可以供音響工作的 30V 直流電。當?shù)?10 端輸入前 1800 驅(qū)動脈沖時 VT1,VT3 導通 +12V輸入電壓經(jīng)逆變產(chǎn)生矩形波，通過變壓器升壓，經(jīng)整流橋整流，并經(jīng) LC 濾波得到 30V 的直流電。 的基準電壓。 第 13 腳與第 14 腳并聯(lián)， 13 腳外接 5V 高電平時為雙端圖騰柱輸出脈沖，來驅(qū)動后面主電路中推挽開關電路。第 10 腳輸出為兩路正極性圖騰柱輸出脈沖，適合于驅(qū)動 N 溝道 MOS FET 管。 第 7 腳為公共地端。 第 5， 6 腳為振蕩頻率控制端，外接 R5， C3 設定振蕩器產(chǎn)生 約 80KHZ 的振蕩脈沖，徽調(diào) R5 可使振蕩頻率為 100KHZ。 第 4 腳為死區(qū)時間控制端，通過 R6， R4 從 5V 基準電壓分壓得到 死區(qū)時間控制電壓，使兩組驅(qū)動脈沖之間有占脈寬 5%的間隙。另外，第 2 腳外接 C 為軟起動電容，開機瞬間 C4 充電使第 2 腳瞬間為低電平，誤差放大器輸出高電平，隨著 C4 充電電壓升高，第 2 腳電壓升高，第 3 腳電壓降低，使 PWM 比較器輸出脈寬緩增大到額定脈寬，避免開機沖擊電流損壞開關管 [16]。由 R7 接入 5V 基準電壓。電路中以 R2 接地，使之為低電平。 TL494 第 1， 2 腳為兩組取樣放大器的同相和反相輸入端，可控制內(nèi)部比較器組成的脈寬調(diào)制器設定的占空比。為了避免在兩路脈沖交替處推挽開關管 VT1， VT3和 VT2， VT4 同時導通， TL494 的第四腳外接 R6， C2， R4 設定死區(qū)時間。 汽車音響供電電源的組成 TL494 的輔助電路設計 圖 41TL494 輔助電路 在該電路中， TL494 第 5， 6 腳外接時間常數(shù)電路（ C3， R5），振蕩器產(chǎn)生80kHZ 的脈沖信號，經(jīng) TL494 內(nèi)部雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器控制，變成兩路時序不同的驅(qū)動脈沖，驅(qū)動兩組驅(qū)動放大器。 TL494 原設計為它激式開關電源驅(qū)動控制器，內(nèi)部除含有振蕩器，脈寬調(diào)制器以外，還有基準電壓穩(wěn)壓電路，死區(qū)時間控制電路和兩組比較器組成的誤差檢測電路。該汽車功放中利用 MOSFET 管作為開關管，可以提高電源變壓器的工作效率，有利于抑制脈沖干擾，同時還可以減小電源變壓器的體積。此外，由于自激式振蕩電路其工作頻率隨負載電流變化，脈沖干擾抑制也比較困難。另一名為“ Jensen”的汽車功放所配用的變換器，則可將 12V 電壓變換成雙電源177。 1980 年，德國生產(chǎn)的 Monacor HPB150 汽車功放，配備了 12V與177。實際上變換器是不用穩(wěn)壓系統(tǒng)的開關電路，任何開關電源除去脈沖調(diào)制，取樣誤差放大部分實質(zhì)即為直流變換器 [15]。 直流變換器則不同，變換器的開關管始終以設定的脈寬工作，只要開關管 有足夠的開關電流，它能隨時提供其額定功率以內(nèi)的電壓。 PWM 電路才輸出信號上升，開關電源再降低其輸出電壓，以使其輸出電壓穩(wěn)定。即使負載電流瞬間增大使輸出電壓下降 ,穩(wěn)壓控制系統(tǒng)也只能控制開關管在 下一個導通周期延長導通時間，待開關管載止后，輸出電壓上升，以圖補償負載電流增大的影響。河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 28 顯然，也包括了電源瞬間輸出電流的能力?，F(xiàn) 代的晶體管放大器部分仍為 AB 類放大，其工作電流隨信號的波動成正比變化，所以功放實際上構(gòu)成變動范圍極大負載。目前 DCDC 變換器與機械變流器相比，已今非昔比，其開關頻率可達100KHZ 以上，效率接近 90%。 24V177。 由于小汽車音響受到 12V 供電的制約，無論輸出功率還是音場效果都難以進一步提高。之所以說 DC 變換器“重出江湖”，是因為上世紀40 年代的電子管收音機時代，為了向汽車中的電子管收音機提供高電壓供電，曾廣泛采用一種“振動子”變流器，這種變流器的原理是利用機械觸點組成雙向開關，將 12V 直流電變換為雙向方波，然后通過變壓器資脈沖波電壓升高，再整流，濾波成為高壓直流電，其電路基本原理與現(xiàn)有的晶體管直流變換器是相同的，區(qū)別是由機械開關換向，其脈沖頻率只是在 1KHZ 以下，而 且頻率也較低。目前國外汽車音響現(xiàn)狀有以下特點。最近，國內(nèi)電子報刊紛紛刊出汽車音響升級的報道，表明有車一族對此并不滿足，于是 很想了解國外最新汽車音響動向。 河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 27 第 4 章 TL494 在汽車音響供電電源中的應 用 汽車音響電源簡述 國內(nèi)市場上，盡管汽車音響節(jié)目源有所擴展，從單一的收音，磁帶兩用機發(fā)展到加入單碟或自動換片的多碟 CD 機，但對小汽車音響功放來說卻基本變化不大，仍為以收音機，磁帶機和 CD 機組成的一體化音響。 TL494 輸出的 PWM 脈沖從 9 腳或 10 腳送至 EXB840 的 15 腳。 圖 33 PWM 控制器 TL494 接線圖 IGBT 是電壓驅(qū)動型器件，本電路選用了具有降柵壓邏輯式和軟關斷兩種保護功能的 IGBT 厚膜混合集成驅(qū)動模塊 EXB840， 這種型號的電路 較好地解 決了低飽和壓降 IGBT 的短路保護問題，能滿足 IGBT 對驅(qū)動電路的特殊要求，保證 IGBT 能可靠開通和關斷，且電路簡單 ， 工作頻率高，輸入控制信號電流為 10mA。來自溫度傳感器 AD590 所檢測的電池溫度信號 TF 由微機處理后引入到 16 腳，當電池溫度超過規(guī)定值（設為 130% TN）時，產(chǎn)生控制信號調(diào)制輸出脈沖的寬度，使電路處于限流輸出運行。誤差放大器的給定信號均取自 +5V 基準電源的分壓加于 2腳和 5 腳。 TL494 輸出脈沖的寬度調(diào)節(jié)由振蕩器電容 CT 兩端的正向鋸齒波和兩個控制信號相比較來實現(xiàn)。OSC 振蕩頻率由外接元件 R， C 決定，表達式為： RCfOSC ? (32) fOSC 可 選定 1KHz～ 200KHz 之間 ，本電路選用 fOSC = 40KHz。 圖 33 工作波形 TL494 構(gòu)成的 PWM 控制器電路 PWM 控制器電路其核心采用專用集成芯片 TL494，原理見圖 34 所示，通過適當?shù)耐饨与娐?，不但可以產(chǎn)生 PWM 信號輸出，而且還有多種保護功能。 TL494若將 13 腳與 14 腳相連．可形成推挽式工作；若將 13 腳與 7 腳相連．可形成單端輸出方式。的脈寬調(diào)制控制脈沖。 河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 25 TL494 在工作時，通過 6 腳分別接定時元件 CT 和 RT。用于誤差檢 出基準電壓和控制模式的控制電壓。輸出 5V177。雙端輸出時最大驅(qū)動電流為 2 200mA，并聯(lián)運用時最大驅(qū)動電流為 400mA。外接 5V 高電平時為雙端圖騰柱式輸出，用以驅(qū)動各種推挽開關電路。供電范圍適應 8～ 40V。當 11 腳接 Vcc，在 10 腳接入發(fā)射極負載電阻到地時，輸出為兩路正極性圖騰柱輸出脈沖，適合于驅(qū)動 N 型雙極型開關管或 N 溝道 MOS FET 管。此時兩管發(fā)射極接共地。 11 腳為兩路驅(qū)動放大器 NPN 管的集電極開路輸出端。 6 腳為鋸齒波振蕩器外接定時電阻端。如果電壓超過 1V，內(nèi)部比較器將關斷觸發(fā)器的輸出脈沖。 4 腳為死區(qū)時間控制端。同時，該輸出端還引出端外，以便與 15 腳間接入 RC 頻率校正電路和直流負反饋電路，穩(wěn)定誤差放大器的增益以及防止其高頻自激。 3 腳為誤差放大器 A A2 輸出端。 15 腳為誤差放大器 A A2 的反相輸入端。 河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 24 TL494 管腳功能及參數(shù) 16 腳為誤差放大器 A A2 的同相輸入端。雙端輸出為 2 200mA，加入驅(qū)動級即能驅(qū)動近千瓦的推挽式和半橋式電路。 (4)內(nèi)部兩組完全相同的誤差放大器，其同相輸入端和反相輸入端均被引出芯片外，因此可以自由設定其基準電壓，以方便用于穩(wěn)壓取樣，或用其中一種作為過壓、過流的超閾值保護。當⑷腳輸出電平升高時，死區(qū)時間增大。 TL494 內(nèi)部電路如下： 河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 23 圖 32 TL494 內(nèi)部電路框圖 (1)內(nèi)置 RC 定時電路設定頻率的獨立鋸齒波振蕩器，其振蕩頻率： RCf ? (31) 式中， f 單位為 KHz， R 的單位為 kΩ， C 的單位為 μF，其最高振蕩頻率為 300KHz，能驅(qū)動雙極型開關管或 MOSFET 管?？傮w結(jié)構(gòu)比同類集成電路 SG3524 更完善。 TL494 內(nèi)部電路 TL494 是一種電壓控制模式的 PWM 控制和驅(qū)動集成電路芯片，由于它具有兩路相位相差 180176。 脈沖寬度調(diào)制比較器為誤差放大器調(diào)節(jié)輸出脈寬提供了一個手段：當反饋電壓從 變化到 時，輸出的脈沖寬度從被死區(qū)確定的最大導通百分比時間中下降到零。死區(qū)時間比較器具有 120mV 的輸入補償電壓，它限制了最小輸出死區(qū)時間約等于鋸齒波周期的 4%，當輸出端接地，最大輸出占空比為 96%，而輸出端接參考電平時，占空比為 48%。當控制信號增大，輸出脈沖的寬度將減小。功率輸出管 Q1 和 Q2 受控于或非門。 河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 22 (7)推或拉兩種輸出方式。 (5)可調(diào)整死區(qū)時間。 (3)內(nèi)置誤差放大器。 1 2 3 4 5 6 7 891 0 1 1 1 2 1 3 1 41 51 6I N +I N F B G N DV c c V r e fE 2C 2E 1C 1C O NR tC tTI N +I N T L 4 9 4 圖 31 TL494 外形圖 TL494 其他主要特點如下： (1) 集成了全部的脈寬調(diào)制電路。 TL494 有SO16 和 PDIP16 兩種封裝形式，以適應不同場合的要求 [10]。同反激型變換電路一樣，正激電路的輸出電壓和輸入電壓比值除了與線圈匝數(shù)比有關外，還與開關周期 T 和占空比有關。電路的工作原理為：當功率開關管 VT 導通時，變壓器兩端繞組的電壓均為上正下負，整流二極管 V1 導通 V2 截止，輸入電能通過整流二極管V1 傳給負載，同時對電感 L1 儲能；當功率晶體管 VT 截止時，整流二極管V1 截止 V2 導通，電感 L1 中的 儲能流經(jīng)負載并經(jīng)過二極管 V2 續(xù)流。電路由功率開關管 VT、變壓器TC，二極管 V1， V2， V3 和電容 C 組成。 Boost DC/DC河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 20 變換器的輸出電壓值與晶體開關管柵極控制方波的占空比成反比，調(diào)節(jié)方波占空比便可以實現(xiàn)調(diào)壓。功率管的高頻開關使得電感發(fā)生強大的電磁感應，從而產(chǎn)生高壓，經(jīng)電容穩(wěn)壓輸出成高壓直流。當整個電路處于工作狀態(tài)時，外界對晶體管 VT 的控制端 (柵極 )加載周期性方波，晶體管 VT 便處于導通與截止的不斷交替狀態(tài)。其電路原理圖如圖 25 所示： 圖 25 BOOST 升壓電路原理圖 整個電路由功率開關管 VT、儲能電感 L、二極管 V 及濾波電容 C 組成。直流變換器按輸入與輸出間是否有電氣隔離分為兩類：沒有電氣隔離的稱為不隔離直流變換器；有電氣隔離的稱為隔離直流變換器。因此后置升 壓方案不可行。而采用壓電升壓器也無法實現(xiàn)，因為壓電變壓器僅在諧振頻率附近能夠?qū)崿F(xiàn)較好的升壓效果，而且對于不同的壓電升壓器，隨著其形狀、大小等不同，其諧振頻率會有較大差異，而在其他頻率的升壓效果很不理想。 首先分析后置升壓，升 壓環(huán)節(jié)輸入為濾波器輸出的低壓交流正弦波，交流升壓通常采用的方法為線圈升壓或壓電變壓器升壓。所謂前置升壓，就是將升壓環(huán)節(jié)放在逆變環(huán)節(jié)之前，先對輸入的 12V 低壓直流電進行 DCDC 轉(zhuǎn)換，升至所需較高直流電壓，將此高壓直流作為后續(xù)逆變電路的輸入，對此高壓直流電進行逆變，經(jīng)過濾波后直接得到所需要的高壓正弦交流電。在電源設計的過程中， 從不同角度考慮了多種升壓方案。為防止變壓器的激磁電感飽和，需要設法使激磁電流在 VT 關斷后到下一次再開通的一段時間內(nèi)降回零，這一過程稱為變壓器的磁心復位 [9]。 VT 關斷后變壓器的激磁電流經(jīng) N3 繞組和 V3 流回電源，所以 開關管 VT關斷后承受的電壓表達式為： iS UNNU )1( 21?? (23)此時要考慮變壓器磁心復位問題。 圖 24 正激電路原理圖 電路的工作過程如下：開關管 VT 開通后，變壓器繞組 N1 兩端的電壓為上正下負，與其耦合的 N2 繞組兩端的電壓也是上正下負。半橋式電路具有全橋式電路的 所有優(yōu)勢，因此其應用比全橋式更普遍。 當濾波電感 L 的電流連續(xù)時，輸出電壓的計算公式為 ： TtNNUU onl 120 ? (22) 半橋式開關電路省去兩只開關管，采用連接電容分壓方式，使開關管 ce極電壓與橋式電路相同，同時驅(qū)動電路也大為簡化，只需兩組在時間軸上不重合的驅(qū)動脈沖，兩組驅(qū)動電路的參考點為各自開關管的發(fā)射極，顯然比橋式電路的形式簡單得多。 VT1 和 VT2 斷態(tài)時承受的最高電壓為 Ui。 VT1 導通時，二極管 V1 處于通態(tài)， VT2 導通時，二極管 V2 處于通態(tài)，當兩個開關都關斷時，變壓器