【正文】 AMPLI。)。xlabel(39。 subplot(2,2,2)。)。 title(39。AMPLITUDE39。)。xlabel(39。 30 figure(4) subplot(2,2,1)。 MYN=MYN/length(yn)。 MYN(1)=MYN(1)/2。 MYN=abs(FFTYN)。 NumUniquePts=ceil((NFFYN+1)/2)。 NFFYN=2.^(ceil(log(length(yn))/log(2)))。 MYCFO=MYCFO/length(ycfo)。 MYCFO(1)=MYCFO(1)/2。 MYCFO=abs(FFTYCFO)。 NumUniquePts=ceil((NFFYCFO+1)/2)。 NFFYCFO=2.^(ceil(log(length(ycfo))/log(2)))。 ycfo=filter(yc,1,ht)/Fs。 ht=(1/rc).*exp(t/rc)。 grid on。Voltage39。)。 xlabel(39。Comparator output39。 plot(t,po)。 po=pv。 end。 else。 if yc(ii)=pt。 LEN=length(yc)。 pt=.5 H=5。)。ylabel(39。FREQUENCY39。 plot(f,20*log10(MYC))。 grid on。AMPLITUDE39。)。xlabel(39。 subplot(2,2,2)。)。 title(39。AMPLITUDE39。)。xlabel(39。 figure(3) subplot(2,2,1)。)。ylabel(39。FREQUENCY39。 plot(f,20*log10(MYUM))。 grid on。)。ylabel(39。FREQUENCY39。 plot(f,MYUM)。 grid on。Unmodulated pulse train39。)。ylabel(39。TIME39。 plot(t,yum)。 grid on。20LOG10=DB39。)。xlabel(39。 subplot(2,2,3)。)。ylabel(39。FREQUENCY39。 plot(f,MYM)。 grid on。Modulated pulse train39。)。ylabel(39。TIME39。 plot(t,ym)。 f=(0:NumUniquePts1)*2*Fn/NFFYC。 MYC(length(MYC))=MYC(length(MYC))/2。 MYC=MYC*2。 FFTYC=FFTYC(1:NumUniquePts)。 FFTYC=fft(yc,NFFYC)。 f=(0:NumUniquePts1)*2*Fn/NFFYUM。 MYUM(length(MYUM))=MYUM(length(MYUM))/2。 MYUM=MYUM*2。 FFTYUM=FFTYUM(1:NumUniquePts)。 FFTYUM=fft(yum,NFFYUM)。 f=(0:NumUniquePts1)*2*Fn/NFFYM。 MYM(length(MYM))=MYM(length(MYM))/2。 MYM=MYM*2。 FFTYM=FFTYM(1:NumUniquePts)。 FFTYM=fft(ym,NFFYM)。 ym=yp+noise。 B=1。 figure(6) plot(t,noise)。 26 y =1*(1 4*pi.*((t)/pw).^2).* exp(2*pi.*((t)/pw).^2)。 Fn=Fs/2。 pw=pw1/。而對于采用相關接收的方式序列通過脈沖的長短來體現信息，功率譜的也呈現梳 狀 。但因數據調制使脈沖間隔變化不大，平滑改動程度并不明顯，梳狀譜仍然存在，且發(fā)射的能量集中在脈沖重復頻率的整倍數處。 24 0 5 10x 1 091 0 . 500 . 51T I M EAMPLITUDEU n m o d u l a t e d p u l s e t r a i n0 2 4 6x 1 01000 . 0 20 . 0 40 . 0 6FR E Q U E N C YAMPLITUDE0 2 4 6x 1 010 4 0 0 3 0 0 2 0 0 1 0 00FR E Q U E N C Y20LOG10=DB 圖 調制脈沖序列及其頻譜圖 0 5 10x 1 091 0 . 500 . 51T I M EAMPLITUDEM o d u l a t e d p u l s e t r a i n0 2 4 6x 1 01000 . 0 20 . 0 40 . 0 6FR E Q U E N C YAMPLITUDE0 2 4 6x 1 010 4 0 0 3 0 0 2 0 0 1 0 00FR E Q U E N C Y20LOG10=DB 圖 已調脈沖序列及其頻譜圖 25 0 5 10x 1 091 0 . 500 . 51T I M EAMPLITUDER e c e i v e r c o r r e l a t o r o u t p u t0 2 4 6x 1 0900 . 0 10 . 0 2FR E Q U E N C YAMPLITUDE0 2 4 6x 1 010 4 0 0 3 0 0 2 0 0 1 0 00FR E Q U E N C Y20LOG10=DB 圖 相關接收后的序列及其頻譜圖 在第三章中介紹了 PPW 的調制原理，本節(jié)將其進行了仿真，由 圖 至圖 中可以看出，發(fā)送的信息比特是 [1 0 1 0],在調制序列中脈沖與脈沖之間的間隔是固定不變的，在時域圖上并沒有明顯 體現出信息，而已調序列中所有代表一個信息比特“ 1”的脈沖在每個幀中都位于相同的時隙，脈沖波形出現在每個時隙起始點后 ? 秒；而代表信息比特“ 0”的脈沖也是位于每個幀中相同的時隙，但是此時的脈沖波形卻出現在每個時隙起始點處，在時域圖上已經較明顯的體現出了所帶信息。)。ylabel(39。FREQUENCY39。 plot(f,20*log10(MY2))。 grid on。)。ylabel(39。FREQUENCY39。 plot(f,MY2)。 grid on。Receiver correlator output39。)。ylabel(39。TIME39。 plot(t,y2)。 grid on。20LOG10=DB39。)。xlabel(39。 subplot(2,2,3)。)。ylabel(39。FREQUENCY39。 plot(f,MY1)。 grid on。Unmodulated pulse train39。)。ylabel(39。TIME39。 plot(t,y1)。 grid on。20LOG10=DB39。)。xlabel(39。 subplot(2,2,3)。)。ylabel(39。FREQUENCY39。 plot(f,MY)。 grid on。Modulated pulse train39。)。ylabel(39。TIME39。 plot(t,y)。 f=(0:NumUniquePts1)*2*Fn/NFFY2。 MY2(length(MY2))=MY2(length(MY2))/2。 MY2=MY2*2。 FFTY2=FFTY2(1:NumUniquePts)。 FFTY2=fft(y2,NFFY2)。 y2=yc。 MY1=MY1/length(y1)。 MY1(1)=MY1(1)/2。 MY1=abs(FFTY1)。 NumUniquePts=ceil((NFFY1+1)/2)。 NFFY1=2.^(ceil(log(length(y1))/log(2)))。 f=(0:NumUniquePts1)*2*Fn/NFFY。 MY(length(MY))=MY(length(MY))/2。 MY=MY*2。 FFTY=FFTY(1:NumUniquePts)。 FFTY=fft(y,NFFY)。 y=yp。 yum=B*y+ ... B*(14*pi.*(()/pw).^2).*exp(2*pi.*(()/pw).^2)+ ... B*(14*pi.*(()/pw).^2).*exp(2*pi.*(()/pw).^2)+ ... B*(14*pi.*(()/pw).^2).*exp(2*pi.*(()/pw).^2)+ ... B*(14*pi.*((t10e9)/pw).^2).*exp(2*pi.*((t10e9)/pw).^2)。 yp=y+ ... A*(14*pi.*(()/pw).^2).*exp(2*pi.*(()/pw).^2)+ ... A*(14*pi.*(()/pw).^2).*exp(2*pi.*(()/pw).^2)+ ... A*(14*pi.*(()/pw).^2).*exp(2*pi.*(()/pw).^2)+ ... A*(14*pi.*((t10e9)/pw).^2).*exp(2*pi.*((t10e9)/pw).^2)。 A=1。 Fn=Fs/2。 pw=pw1/。 這種解調方式的不足之處是它約有 3dB 的性能損失，而且不能使用頻帶利用率較高的多進制調制方案。這種方式不需要絕對的參考值，即系統(tǒng)設計時不需要考慮信道估計，只需要兩個碼元的相位 /幅度的差值，因此，差分相干可以大大簡化接收機結構。目前，多徑衰落信道大都建模為抽頭延時線模型，其模型如圖 。 常見的 RAKE 接收機有最大比合并 （ MRC） 、選擇性合并 （ SC） 和綜合選擇性合并 （ GSC） 三種，它們共同的思想就是分集接收，通過分集接收解決無線信道中的多徑衰落問題。 相關 /匹配濾波器接收 相關解調和匹配濾波解調是在加性 高斯 白噪聲 （ AWGN） 信道下的最佳接收機結構，他們在 AWGN 信道下的誤碼率性能是等 效的，基本實現結構如圖 。 包絡檢測 包絡檢測是利用一些模擬器件來探測接收到的脈沖包絡，從而完成信息判斷的解調方法，這種方式性能較差，通常在需要降低接收機成 本 時采用，但是接收機結構比較簡單。 M 狀態(tài) Walsh 碼調制仍采用偽隨機序列，它也存在離散譜，且譜線間隔與 THPPM 調制方式相同。 M 狀態(tài) Walsh 碼調制就是利用M 狀態(tài) Walsh 碼取代 THPPM 中的偽隨機序列實現跳時脈位調制的。 設信號波形為高斯函數： 2( ) 2 e x p 2 ( )cct e A tf tf? ? ??????? （ 39） cf 為確定信號的中心頻率，偽混沌編碼輸出的 N 種狀態(tài)中，每一種以概率 P 等概率出現，它的 PSD 函數必包含連續(xù) 分量 ()f? 外，還 包 括離散分量 ()discrete f? ， 2 22( ) ( / ) ( / )disc re te fifNt P W iN T f iN TT ???? ? ?? ? ?? （ 310） 假設系統(tǒng)的 fT 為 l00ns，移位寄存器 M=12，則信號 ()Wt的第一根離散譜線在 40GHz左右，位于 UWB 的 ，不會對現有的無線通信系統(tǒng)造成影響． M 狀態(tài) Walsh 碼調制 UWB 短脈沖對現有無線系統(tǒng)造成的影響可歸結為兩點，一是它發(fā)送的脈沖功率，二是單位時 間 內發(fā)送的脈沖數。 偽混沌跳時調制 PCTH PCTH 根據調制的數據，產生非周期的混沌編碼，用它替代 THPPM 中的偽隨機序列和調制的數據，控制短脈沖 的發(fā)送時刻 ， 使信號的頻譜發(fā)生變化。數字信號“ 1”驅動信號發(fā)生器在確定的時間幀產生一個超寬帶脈沖，數字信號“ 0”則不對信號發(fā)生器產生驅動，不產生任何信號。 fT 和 PT 分別表示幀持續(xù)時間和位持續(xù)時間，且 /fcTT等于 cN ，第 k 個用戶發(fā)送波形為： 1( ) ( ) ( )0( ) ( )cNk k kf n f cjnS t d a t jT n T???? ? ? ?? ? ??? （ 38） 18 如果數據序列是分布為 (.. )iid ， 且均值為零的隨機變量，則 DSBPSK 調 制的 UWB 信號的 PSD 函數 ()f? 僅包含連續(xù)譜，不含離散譜。 直擴二相調制是一種類似直接序列擴頻的方式，假設系統(tǒng)內有 xN個用戶， () ( 1, 1)kjd ? ? ? 代表用戶信息， 下標 j 表示第 j 個數據符號。如果數據序列是隨機變量，它的分布為 (.. )iid ，且均